電感電流通過電流檢測電阻檢測，該檢測電阻位于輸入整流器的返回通路上，檢測電阻的另一端和“系統地”相連。檢測電阻和整流器相連的一端為所檢測的電壓，該電壓始終為負值。芯片UCC28019 共有2 種過流保護:

　　(1) 峰值電流限制( PCL)，可以有效防止電感飽和;(2) 軟過流保護( SOC)，可以有效防止輸出過載;PCL 每個基本周期均起作用。當ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達到－ 1. 08 V時，PCL 動作并終止當前開關周期;ISENSE 引腳上的電壓可以通過－ 1. 0 V的固定增益進行放大，使上升沿為空，從而提高噪聲免疫力，減少誤觸發。

　　SOC 主要限制輸入電流。當ISENSE 引腳上的電流檢測電壓達到－ 0. 73 V 時，SOC 動作，從而引起內部VCOMP 引腳上電平的變化，進而控制環路會及時地調整，以減小PWM 占空比。

　　2. 4 電壓環與過壓保護

　　PFC 預調節器雙環控制的外環為電壓環，主要包括PFC 輸出電壓檢測、電壓誤差放大和非線性增益等環節。

　　PFC 預調節器的輸出電壓對地(GND) 接一分壓電阻網絡，構成電壓環路的檢測模塊。分壓電阻的比率由所設計的輸出電壓和內部的5 V 標準參考電壓來確定;與VINS 引腳的輸入一樣，VSENSE 引腳上非常低的偏置電流容許選擇很高的實用電阻值，以降低功率損耗和待機電流;VSENSE 引腳對地(GND) 接一小電容，可以有效濾除信號高頻噪聲。需要注意的是，濾波時間常數應盡可能小于100 μs。

　　跨導誤差放大器(gvm)產生的輸出電流正比于VSENSE 引腳上的反饋電壓和內部5 V 參考電壓的差值。該輸出電流對接于VCOMP 引腳上構成阻容補償網絡的電容進行充、放電，進而建立合適的VCOMP 引腳電壓，滿足系統的工作狀態。

　　補償網絡元件的選擇直接影響PFC 預調節器的穩定性，選擇合適的電阻、電容值，可以使PFC 預調節器在所有交流輸入電壓范圍內和0 ～ 100%負載情況下穩定工作，阻容網絡總的電容值也決定了軟起動時VCOMP 引腳電壓的上升率。一旦芯片發生任何故障或者處于待機模式，則將放大器的輸出端(VCOMP 引腳) 接地(GND)，對補償電容進行放電至零初始狀態。UCC28019 集成了多個并行放電回路，即使沒有輔助工作電源VCC，也可以對補償網絡進行深放電。如果輸出電壓的波動反映在VSENSE 輸入引腳上超過± 5%，放大器將不再處于線性放大工作狀態。如果是處于過壓狀態，輸出過壓保護(OVP) 將會動作，直接關斷柵極輸出，直至VSENSE 引腳處于± 5% 的調制范圍。如果處于欠壓狀態，欠壓檢測(UVD) 將觸發EDR，立即將內部VCOMP 引腳上的電壓提高2 V，并且將內部VCOMP 引腳上的充電電流提升至100 ～ 170 μA，較高的充電電流加快了對補償電容的充電，可以使其工作于新的工作狀態，提高了瞬態反應時間。

　　VCOMP 引腳上的電壓可以用于設定電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率，經過緩沖后電壓要通過增強動態響應(EDR) 和SOC 的調制。

　　當然，VCOMP 引腳上的電壓發生變化時，電流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率還要依據不同系統的工作狀態(交流輸入電壓和輸出負載水平)進行適當的調節，以提供低諧波畸變、高功率因數的輸入電流跟蹤輸入電壓而呈現正弦波形。

　　設UOUT(OVP) 為超過5%額定電壓的輸出電壓，該值將會導致VSENSE 引腳上的電壓超過5. 25 V(5 V 參考電壓的+ 5%)的門限閾值(UOVP)，從而導致輸出過壓保護(OVP) 動作并關閉GATE( 引腳8)輸出;只有當VSENSE 引腳上的電壓低于5. 25 V 時，柵極驅動GATE( 引腳8) 才有信號輸出，例如系統的UOUT(OVP) 為420 V，則額定輸出電壓為400 V。

　　如果輸出電壓反饋元件失效而未和VSENSEN輸入的信號正常連接，那么電壓誤差放大器將會加大柵極輸出，以達到最大占空比。為防止此類現象，芯片內部的下拉作用迫使VSENSE 引腳電壓降低，如果輸出電壓降至其額定電壓的16%，則會導致VSENSE 引腳電壓低于0. 8 V，芯片將處于待機模式。該狀態下PWM 開關處于暫停狀態，但芯片仍處于工作狀態，只不過待機電流低于3 mA。設計者也可以利用這種關斷特性，通過外部開關，實現VSENSE 引腳電平的拉低。

　　2. 5 EMI 濾波器與噪聲抑制

　　高頻開關電源產生的電磁干擾(EMI)主要以傳導干擾和近場干擾為主，電磁干擾又有共模干擾和差模干擾2 種狀態。EMI 濾波器是目前使用最廣泛、也是最有效的開關電源傳導干擾抑制方法之一，其不但要抑制共模干擾，也必須抑制差模干擾。圖4 給出了所設計的EMI 濾波器。它接于電源輸入端與整流器之間，內含共模扼流圈L2和濾波電容C1 ～ C4。共模扼流圈也稱共模電感，主要用來濾除共模干擾。它由繞在同一高磁導率上的2 個同向線圈組成，可抵消差分電流，其特點是對電網側的工頻電流呈現較低阻抗，但對高頻共模干擾等效阻抗卻很高。C2和C3為Y 電容，跨接在輸入端，并將電容器的中點接地，能有效地抑制共模干擾，其容量約為0. 002 2 ～ 0. 100 0 μF;C1和C4為X 電容，用于濾除差模干擾，其典型值在0. 01 ～ 0. 47 μF 之間。

圖4 EMI 濾波器。

　　UCC 28019 的驅動能力很強，可以提供最大1. 5 A 的門極快速驅動。但是，高速驅動脈沖也帶來了比較大的EMI 問題，適當地在門極添加驅動電阻，減緩驅動脈沖的di /dt，可以降低變換器產生的開關噪聲，從而對前級的EMI 濾波器的要求也相應降低。

　　PFC 升壓二極管的反向恢復特性是導致系統傳導和輻射干擾的主要因素，在一定程度上加劇了系統EMI 濾波器的負擔。不僅如此，功率開關管在其導通期間必須吸收所有的反向恢復電流，也必須將由此導致的額外功率消耗掉，這不僅提升了噪聲干擾，而且也會影響系統的效率。傳統型單相功率因數校正主電路中的二極管是快恢復硅二極管，其材料是硅，而硅的反向耐壓能力低。

　　與硅材料相比，碳化硅( SiC) 材料在性能上更適合制造電力電子器件，因為其具有反向耐壓高、導通電阻小、導熱性好，以及承受反向高壓時泄漏電流小等優點。目前，以SiC 為材料的SiC 肖特基二極管在電壓容量上已經取得突破，電壓容量已做到600 V，滿足單相功率因數校正的主電路對二極管400 V 的耐壓要求，且SiC 肖特基二極管的反向恢復特性與快恢復二極管相比，更快、更軟。因此，選擇SiC 肖特基二極管作為該系統的升壓二極管，以減小二極管反向恢復所引起的傳導和輻射干擾;同時，在升壓二極管上并聯RC 網絡，也能取得較好效果。

　　3 試驗

　　根據上述理論，設計了一臺350 W 的單相功率因數整流器，其各項保護措施如軟起動，VCC欠壓鎖定、輸入掉電保護、輸出過壓保護、開環保護/待機模式、輸出欠壓檢測、過流保護、軟過流、峰值電流限制等都非常齊全，主要實驗參數為:輸入電壓為AC 220 V/50 Hz 的工頻電源，輸出電壓為390 V，開關頻率為50 kHz，高頻輸入濾波電容C5 = 0. 47 μF，Boost 升壓電感值L3 = 1 mH，輸出濾波電容Co = 470 μF，電流檢測電阻RS選取阻值為0. 067 Ω，由3 個阻值為0. 2 Ω、功率為1 W的無感精密電阻并聯而成，電流檢測信號濾波電容C7 = 1 000 pF，濾波電阻R5 = 221 Ω。

　　單相功率因數整流器的柵極驅動Ug的試驗波形如圖5 所示。輸入電壓Uin和輸入電流Iin的試驗波形如圖6 所示。由圖6 可見，輸入電流能很好的跟蹤輸入電壓。對輸入電壓和輸入電流的前50 次諧波分析可知，在輸入電壓的總諧波畸變率(THD)為4. 61%時，輸入電流總諧波畸變率僅為4. 53%，功率因數可以達到0. 993，因此，可認為該功率因數器實現了單位功率因數的校正和低電流畸變。與傳統功率因數校正電路(UC 3854控制的PFC 電路) 相比，該功率因數整流器的設計步驟簡化了許多，減少了元器件的數量，也縮小了印刷電路板的尺寸。

圖5 柵極驅動Ug的試驗波形。

圖6 輸入電壓Uin與輸入電流Iin的試驗波形圖。

　　4 結語

　　基于CCM PFC 芯片UCC 28019 設計了一種新型單相功率因數整流器，所需的外圍元器件少，大大減小了PFC 控制板的面積。對單相功率因數整流器的主要模塊進行了詳細分析與設計，并采用了一種新型薄銅帶工藝繞制的Boost 儲能電感，有效地減小高頻集膚效應，改善Boost 變換器的開關調制波形，降低磁件溫升等。通過理論分析與試驗驗證，該功率因數整流器拓撲結構簡單、實用，且性能可靠，實現了單位功率因數校正和低電流畸變，具有較高的應用價值。