fig7.The waveform of output current iL

　　此模態中，變壓器二次側電流

,則二次繞組的電阻產生的功率損耗為

，

把式（3），式（4）代入，則可得

　　顯然，如果L值很大，則

，那么括號中前面一項可以忽略，PC2可簡單表示為等式（5）

　　假設漏感

遠小于勵磁電感

，可以忽略。初級側電流i1用表示如下：

　　 　（5）

　　則模態1下的功率損耗P1為式（6）,

　　 （6）

　　上式RTI 為初級側總電阻，用下式表示：

　　根據（5）式，可以看出隨著Lm的減小，i1(t)在Io/n的基礎上增大，由于S1存在導通電阻，所以功率損耗增大。另一方面，由（1）式、（2）式可得RC1,RC2亦會增大，所以總的損耗P1增加。輸出電流越大，損耗效果越明顯。

　　開關模態2，整個鉗位電路的總電阻為：

　　式中ESR為鉗位電容的等效串聯電阻。模態2一次側的回路電壓方程為：

　　由上式可求得i2(t－t1)：

　 （7）

　　很明顯，如果鉗位電路的電阻RT2非常小，而勵磁電感Lm很大，使得

等式（7）可簡化為：

　　由上分析可得模態2的功率損耗為：

　　（8）

　　其中
　　

　　開關模態3，因為死區時間（t1 ~t2 ）足夠大，所以i3(t-t2) 初始值i3 (t2)為零。此模態的電壓回路方程為：

　　同樣由上式可求得i3(t)：

　　模態3的功率損耗P3 為：

　　式中

為此模態回路的總電阻。
　　
　　開關模態4時的回路方程為：

　　由上式可得：

　　此模態功率損耗P4為：