基于DSP的數字移相器-變壓變頻器模塊的設計與實現
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圖5 三相逆變橋
① 功率管IGBT的選取
系統要求直流輸入Vdc最大60V，電流最大10A，輸出頻率最高100Hz，IGBT開關頻率最高3.3kHz（載波比N=33）。根據系統要求，本設計選用FairChild公司FGA25N120AND型IGBT，參數為VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns。
② 無感阻容吸收RC的選取
RC選取如下：無感電阻R1～R6= 100Ω/5WΩ，無感電容C1～C6=1μF/630V。
③ LC濾波的設計（無源濾波）
逆變輸出三相電壓Va、Vb、Vc經LC濾波后，以得到平滑的正弦波，分別接三相阻性負載（7Ω），負載連接方式為星形連接。LC原則上只允許基波（中心頻率）通過。
本設計要求輸出頻率為50～100Hz，可計算得LC=1.01×10-5～2.53×10-6。
圖6中，濾波LC的值由經驗值和實際實驗中比較確定，權衡最小值和最大值，最終選取LA～LC=0.98mH，CA～CC=2μF/500V±5%。
圖6 LC濾波
本設計中，LC濾波為無源濾波，雖然結構簡單，成本低，但是有一個缺點：只能有一個中心頻率，當輸出頻率改變時，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。若采用有源濾波器，滿足不同頻率范圍的輸出，而波形畸變可以減小到最小，但是相應的成本則會增加。
本設計中無源濾波雖然在不同頻率時使波形有些畸變，但是可以滿足系統輸出的要求。
系統控制模塊的設計
1 驅動電路的設計
在本設計中Buck電路和三相逆變橋的驅動開關頻率分別為10kHz，和3.3 kHz（最大），中小功率IGBT，采用此芯片作為驅動芯片滿足系統設計的要求。
① Buck電路驅動的設計
圖7為TLP250光耦驅動電路。圖中，光耦芯片TLP250供電電壓+15V，輸出IO=+1.5A，在中功率電路中可以直接驅動IGBT，使用TLP250時應在管腳8和5間連接一個0.1μF的陶瓷電容來穩定高增益線性放大器的工作，提供的旁路作用失效會損壞開關性能，電容和光耦之間的引線長度不應超過1cm。
圖7 TLP250驅動IGBT
保護端為過壓、過流保護輸出端口，一旦過壓、過流，保護模塊將輸出高電平并且保持，禁止TLP250輸出脈沖，直到故障解除后復位。
本設計開關頻率為10kHz，三極管BD237/238（NPN/PNP），VCBO=100V，集電極峰值電流Icm=6A（tP《5ms），完全可以達到要求。
R3、IGBT的門極之前，加一小電阻（一般為10～20Ω），用以改善IGBT的開關波形，降低高頻噪聲。DSP的PWM輸出經過上述TLP250光耦電路后的波形輸出見圖8。
圖8 Buck單元PWM經過光耦后的波形輸出（×10）
可以看出，推挽后的電容C2為加速開通和關斷作用；與C3并聯穩壓二極管產生恒定的5.1V反壓，當PWM輸出高電平，IGBT的CE兩端電壓差為8～9V，使IGBT導通；當PWM輸出低電平，IGBT的E極的5.1V反壓可以保證IGBT可靠關斷。
② 三相逆變橋SPWM驅動的設計
TLP250光耦驅動能力比較大（Io=±1.5A）可以直接驅動中功率IGBT，本文已在上節作了詳細說明，在此不再贅述，具體驅動電路如圖9所示。
圖9 TLP250光耦直接驅動IGBT
系統啟動后，設置輸出調制正弦波頻率為50Hz（±0.01Hz），死區時間4.0μs時的SPWM經過74HC244N緩沖驅動后波形如圖10所示，死區時間如圖11所示，以上橋臂1（PWM1）和下橋臂4（PWM2）為例，上下對稱，其中CH1通道觀測PWM1，CH2通道觀測PWM2。
圖10 EVA事件管理器輸出的SPWM波經過光耦驅動后的SPWM波形
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