根據電路拓撲的不同，SMPS可以將直流輸入電壓轉換成不同的直流輸出電壓。實際應用中存在多種拓撲結構，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為(參見圖2)：降壓(buck)、升壓(boost)、升/降壓(buck-boost或反轉)。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。

三種拓撲都包括MOSFET開關、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓撲中的有源受控元件，與控制器(圖中沒給出)連接，控制器輸出脈寬調制(PWM)方波信號驅動MOSFET柵極，控制器件的關斷或導通。為使輸出電壓保持穩定，控制器檢測SMPS輸出電壓，并改變方波信號的占空比(D)，即MOSFET在每個開關周期(TS)導通時間。D是方波導通時間和周期的比值(TON/TS)，直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關系在等式4和等式5給出。

MOSFET的導通和關斷狀態將SMPS電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態(參見圖2的環路)。充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負載供電，維持輸出電壓穩定。根據拓撲結構不同，能量在電路元件中循環傳遞，使輸出電壓維持在適當的值。

在每個開關周期，電感是電源到負載能量傳輸的核心。如果沒有電感，MOSFET切換時，SMPS將無法正常工作。電感(L)中所儲存的能量(E)取決于電感電流值(I)：

在每個開關周期中(圖3)，電感兩端的電壓恒定，因此電感中的電流線性變化。根據基爾霍夫電壓環路定律，可以得到開關過程中電感兩端電壓，注意極性以及VIN / VOUT的關系。例如，升壓轉換器的放電期間，電感兩端電壓為-(VOUT - VIN)。因為VOUT > VIN，所以電感兩端電壓為負。

充電期間，MOSFET導通，二極管反向偏置，能量從電源傳遞給電感(圖2)。由于電感兩端電壓(VL)為正，電感電流將逐漸上升。同時，輸出電容將前一個周期存儲的能量傳遞給負載，以保持輸出電壓的恒定。

圖3. 穩態時電感的電壓、電流特性。

放電期間，MOSFET關斷，二極管正向偏置并導通。由于此時電源不再對電感充電，電感兩端電壓極性反轉，并且將能量釋放給負載，同時補充輸出電容的儲能(圖2)。放電時，電感電流逐漸下降，放電電流如上述關系式所示。

充電/放電周期循環，并保持一個穩定的開關狀態。在電路建立穩態的過程中，電感電流逐漸達到其穩定值，該電流是直流電流和電路在兩個階段切換時所產生的交流電流(或電感紋波電流)之和(圖3)。直流電流的大小與輸出電流成正比，也取決于電感在SMPS拓撲中的位置。紋波電流需要經過SMPS濾波，以獲得真正的直流輸出。濾波由輸出電容完成，它對于交流信號呈現較低的阻抗。不需要的輸出紋波電流通過輸出電容旁路，并且當電流對地放電時保持電容電荷恒定。因此，輸出電容還起到穩定輸出電壓的作用。實際應用中，輸出電容的等效串聯電阻(ESR)產生的輸出電壓紋波與電容的紋波電流成正比。

由此可見，能量在電源、電感和輸出電容間傳遞，保持輸出電壓恒定，為負載供電。那么，通過SMPS間的能量傳遞如何確定輸出電壓和輸入/輸出電壓轉換比? 如果能夠理解電路作用一個周期性波形的穩態過程，便可以很容易的計算出這些數值。穩態期間，有一個變量在重復周期TS的開始階段與結束階段相等。對于電感而言，如上所述，其電流周期性的充電與放電，因此其電流在PWM周期的開始階段應該與結束階段相等。這意味著，電感電流在充電過程的變化量(ΔICHARGE)應等于在放電過程的變化量(ΔIDISCHARGE)。建立充電和放電期間電感電流變化的等式，可得到下面的表達式：

簡而言之，在不同的工作周期，電感電壓和時間的乘積相等。因此，從圖2的SMPS電路中，我們可以很容易的得到穩態時的電壓和電流轉換比。對于降壓電路，根據充電電路的基爾霍夫電壓環路可得到電感兩端的電壓為(VIN - VOUT)。同理，放電過程中電路電感兩端的電壓為-VOUT。根據等式3，可得出電壓的轉換比為：

從這一系列等式可以看出，降壓轉換器的輸出相比VIN增大了D倍，而輸入電流則比負載電流大D倍。表1列舉了圖2中所示拓撲結構的轉換比。有些復雜的拓撲結構可能難以分析，但是利用這個方法解等式3和5可得到全部SMPS的轉換比。