根據式(2)～(5)，繪制出不同負載下M與fsN的關系曲線(取α=1)，如圖4a所示。通過調整電路參數，即可得合適的增益曲線和工作頻率范圍。圖4a為選擇不同增益諧振電路工作頻率提供了依據。

由圖4a可知，從空載到滿載變化時，fsN調節范圍很大，而諧振元件確定后諧振頻率就固定了，因此僅依靠變頻控制需要開關頻率變化范圍很大。在調頻基礎上，配合調節D，能夠在較小頻率變化范圍內，實現全負載范圍內軟開關，由式(2)～(6)得到不同負載下M與D的關系，圖4b為移相調節時占空比的選擇提供了理論依據。根據效率公式繪制出不同負載下逆變器效率曲線，如圖4c所示。由圖可知，fsN>1時，Q越小，即負載電流越大，效率越高。fsN1時，負載電流越小，效率越高。

3 閉環控制系統

整個閉環控制系統框圖如圖5所示。控制器、移相器和A／D轉換都由主芯片dsP IC30F6010A實現。移相控制可以直接由DSP數字編程得到，因此無需D／A轉換。

此處采用PI控制器進行閉環控制，其頻域范圍內的傳遞函數為：us／es=kp+ki／s。

采用后向歐拉法進行數字化：

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1 (7)

式中：kp，ki；分別為比例、積分系數。

由于移相控制器是靠數字方法實現的，輸入和輸出的調節均為瞬時，當控制器輸出電壓很大時，變換器會有振蕩現象，需要在移相控制后加上一階濾波網絡消除振蕩。

4 實驗過程及結果

為驗證結果的正確性，設計一臺基于LCC諧振逆變器的高壓直流電源基本參數為：輸入電壓(220+20％)V；輸出電壓35 kV；輸出功率0～7 kW。

根據設計要求，確定高頻高壓變壓器的基本參數：磁芯型號UU80x65x40；匝數比1：146；初、次級匝數分別為32和4672；磁芯個數為2。

變壓器折算到初級的漏感為75．4μH，分布電容為44．2 nF。取滿載時Qf=3，α=1，得到總串聯諧振電感和串聯諧振電容的值為187μH，308 nF。考慮分布參數的影響，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驅動芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，額定電壓為1 200 V，額定電流200 A。采用差分方式進行采樣，通過HCPL-788J對電壓電流采樣信號隔離。控制芯片采用dsP IC30F6010A，其主要功能是產生PWM驅動波形，根據圖5進行移相和調頻控制，實現全負載范圍內軟開關，開關頻率變化范圍為18～25 kHz，由圖4b，考慮死區時間，得到對應的占空比變化范圍為0．5～0．85，能夠在全負載內保持輸出電壓恒定。

整個閉環控制計算過程按照式(7)在DSP中直接實現，通過反復實驗，取Ts=50μs，kp=4，ki=600時，電源對負載波動的穩定效果最好，負載的紋波最小。

按照上述參數進行實驗，圖6示出實驗波形。

可見，滿載時，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空載時，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整個負載變化范圍內，iLs和uCs都是按照正弦規律變化。空載時，iLs波形出現了斷續，這是占空比減小引起的，此時開關管依然可實現零開關。iLs超前于uCs，整個逆變器呈感性。從空載到滿載變化時，效率會先增加隨后稍減，這是由于滿載時開關管工作頻率低于諧振頻率。空載時效率最低，其值為75％。