2 控制電路設計

控制電路采用了專用移相控制器件UC3879，原理框圖如圖2所示。

圖2 控制電路框圖

圖2中ISET為電流限流設定值，VSET為電壓設定值，分別由微處理器產生；IO為輸出電流值，VFB為輸出電壓反饋值；SHT為故障關機信號，IPR為原邊電流采樣值。

UC3879采用電流型PWM控制方式，把變壓器原邊電流引入到芯片內部，提高了模塊的瞬態響應速度。UC3879輸出的OA，OB，OC，OD4路信號再通過TLP250光耦組成了驅動電路，分別驅動S1～S4 4組開關管。OA/OB，OC/OD相位互補，OA(OB)分別超前OC(OD)一定的移相角。

由于本全橋移相開關管采用IGBT，電流關斷時存在拖尾現象，開關管兩端并聯的電容比較大，導致空載損耗比較大。因此，在設計中采用了模塊輕載時降低開關頻率的方法，即在輸出電流0.5A時，使開關頻率適當降低；而當輸出電流>0.5A時，使模塊開關頻率恢復正常值。降頻的實際電路如圖3所示，IO′為輸出電流值，IREF為設置的電流閾值。當輸出電流超過設置的電流閾值時，Q1導通，UC3879的振蕩電阻變為R28和R17(R17見圖2)并聯；而當輸出電流小于設置的電流閾值時，Q1關斷，UC3879的振蕩電阻為R17。

圖3 降頻控制電路

實測樣機在交流輸入440V時，不降頻的情況下，空載損耗有220W左右，而采用降頻控制技術后，空載損耗只有130W左右。

3 實驗結果

按照上述設計思想制作了2臺試驗樣機，表1為其中一臺實測的效率數據。

表1 實測效率

輸入電壓380V，輸出電壓240V。

圖4為2A負載時超前管S1的驅動波形（CH1）和漏源極波形(CH2)；

圖5為2A負載時滯后管S2的驅動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖5可以看出滯后管還沒有實現ZVS；

圖6為15A負載時滯后管S2的驅動波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖6可以看到滯后管已實現ZVS；

圖7為35A負載時變壓器的原邊波形(20A/div)。

圖4 2A負載時S1驅動波形與漏源極波形