1引言

隨著半導體器件的發展，電力電子裝置的大量應用，導致大量諧波電流涌入電網，污染電網，這一問題已引起了各國的重視。為了限制總的諧波含量（THD）以提高功率因數，制定了許多標準，如IEC100032。近年來，如何提高功率因數成為了電力電子領域研究的熱點，提出了許多有源PFC電路[1]～[3]。有兩種功率因數校正方案，其一是采用控制輸入電流使其接近正弦，這種方案中電路工作在連續導電模式(CCM),通常要求雙閉環控制，由于對輸入電流、電壓及輸出電壓取樣，這種方案比較復雜，成本高，限制了該方法的使用[4]～[5]。另一種方案是采用電壓跟隨（VoltageFollower）方式[6]，電路通常工作在不連續導電模式(DCM)，開關由輸出電壓誤差信號控制，這種PFC方案僅需要一個電壓控制環，這種方案相對簡單，引起了研究人員的廣泛關注[6]～[8]。

本文通過對工作于DCM的普通Cuk變換器功率因數校正能力的分析，給出了提高其功率因數校正能力的方案，同時使器件應力得到降低。在傳統的CukDC/DC變換器中，兩個電感存在依賴關系，即它們同時進入DCM或CCM，通過在電路中加一二極管，改變了它們之間的依賴關系，使它們可以獨立工作于不同的導電模式。因此，在利用電壓跟隨方法進行功率因數校正時，令輸出電感工作于CCM，而輸入電感工作于DCM，從而減小了輸出電壓紋波，提高了變換器的效率。

2工作于DCM的CukAC/DC變換器的功

率因數校正能力

傳統的CukAC/DC變換器如圖1所示，當其工作于DCM時，其輸入電流波形如圖2所示，從圖2可以得到，在一個開關周期TS內，輸入電流iin的平均

圖1傳統的Cuk變換器

圖2輸入電流iin的波形

圖3改進的VFPFCCukDC/DC變換器

圖4變換器的主要波形

值為：=(D＋D21)TSVin/L1（1）

由式（1）可以看出，由于D21的存在，與Vin不是線性關系，D21越小，與Vin越接近線性關系，從而變換器的功率因數校正能力越強。由電感的伏秒平衡可得：

VinDTS=(VC－Vin)D21TS（2）

從而D21=D（3）

從式（3）可以看出，欲減小D21從而提高變換器的功率因數校正能力，可以通過增加VC得以實現。本文提出經改進的Cuk變換器，通過一開關電容網把儲能電容分成兩個大小相等的電容，它們串聯充電，并聯放電，從而提高了變換器的功率因數校正能力，現分析如下：

在傳統的Cuk變換器中，假設電容C上的電壓為VC，則其儲藏的能量為CVC2/2，現由兩個大小為C/2的電容C1、C2儲藏相同的能量，設電容C1、C2上的電壓均為VCS，則：CVC2=C1VCS2＋C2VCS2=CVCS2（4）

從上式可以看出，VCS與VC相等，但電容C1、C2是串聯于電路中的，其上的電壓之和為2VC，這相當于提高了式（3）中的VC，從而提高了Cuk變換器的功率因數校正能力。

3改進的CukDC/DC變換器

在傳統的CukDC/DC變換器中，輸入與輸出電感具有相互依賴關系，即它們同時進入DCM或CCM。為解除這種依賴關系，在傳統的CukDC/DC變換器中引入了一二極管VD0,在所提出的CukDC/DC變換器電路中，用一開關電容網代替儲能電容C，從而提高了變換器的性能。圖3為所提出的CukDC/DC變換器電路，在此基礎上，提出了一種新的PFC電路。

在討論新的PFC電路之前，首先分析圖3所示的電路，為簡化分析，作如下假設：

（1）電路工作進入穩態；

（2）所有元器件是理想的；

（3）開關頻率fs遠大于輸入電壓頻率f，在每個

開關周期，輸入電壓保持恒定；

（4）電容C1、C2、C0足夠大，其上的電壓保持恒定。

圖3所示的電路中，電感L1工作在DCM模式，電感L2工作在CCM模式，其主要的波形如圖4所示，這時，電路有三種工作狀態，分析如下：

模式1（t0≤tt1）：開關S導通，電源Vin向電感L1充電，電流iL1線形上升,在t1時刻，iL1達到最大值VinDTS/L1；電容C1、C2并聯向電感L2，負載電容C0，負載電阻RL提供能量，電流iL2線性上升,在t1時刻,iL2達到最大值(VC－V0)DTS/L2。

模式2(t1≤tt2)：開關S斷開，電源Vin和電感L1經二極管VD0向電容C1、C2充電，流過L1的電流iL1線形下降，在t2時刻，iin降為零。電感L2經VD1給負載電容C0，負載電阻RL提供能量，iL2線性下降。