到t₅時刻，C₃上的電量被完全釋放，C₃電壓下降到零，同時開關管S₃零電壓導通。原邊電壓v_AB也下降到零。

6）開關模態6[t₅，t₆] 該模態下，變壓器次級電壓反射到初級上的電壓加到了變壓器的漏感上，原邊電流以更快的速率下降到零。

圖4 C_h不同最大電壓值VH對應的ZVS范圍

i_p(t)=cos(ω_bt_m5)－sin(ω_ct)（8）

式中：ω_c=；

t_m5=t₅－t₄；

Z_c=。

變壓器次級電壓按式（9）規律下降。

v_sec(t)=V_Hcos(ω_ct)（9）

7）開關模態7[t₆，t₇] 原邊電流復位，整流二極管關斷。電容C_h通過D_d放電，向負載提供電流。變壓器次級電壓按式(10)規律下降到零。

v_sec(t)=V_Hcos(ωctm6)－t（10）

式中：t_m6=t₆－t₅。

8）開關模態8[t₇，t₈] C_h完全放電，輸出感應電流通過續流二極管D_f續流。在t₈時刻，開關管S₄的驅動脈沖下降為零，S₄零電流關斷。

1.2 變換器在輕載條件下工作

假定變換器工作在輕載條件下，隨著負載電流的降低，C_h在模態7時不能完全放電，其上電流在t₁₀時刻以前連續地提供給負載，其電壓的最大值與最小值之間的差值可通過對自身的放電電流積分來獲得，如式（11）所示。

=I_Ch(t)dt≌(1－D)（11）

式中：T_s為開關周期。

由式（11）可以看出，在帶輕載的條件下，式（3）所表示的C_h上的電流產生如下變化。

i_Ch(t)=－()sin(ω_ct)

怠眨(1－D)sin(ω_ct)（12）

從式（12）可以看出，環路電流對吸持電容的充放電隨著負載電流的降低而降低，也就是說電流環可根據負載的情況自動進行調整。

2 電路設計

2.1 超前臂的ZVS條件

為了實現超前臂的ZVS，開關電壓應當在死區時間內下降到零，即：

t_dead>t_m4＋t_m5（13）

式中：

t_m4=t₄－t₃=nC_eq（14）

t_m5=t₅－t₄=arcsin=arcsin（15）

從式（15）可以看出，保證開關管實現ZVS的最小電流可由式（16）得到。

=n₂V_H（16）

不同的吸持電容C_h數值與最大電壓值V_H所對應的ZVS范圍如圖4所示。開關管超前臂的關斷損耗可通過給IGBT增加外接緩沖電容來減小。從圖4還可以看出大電容C_eq對ZVS范圍的限制。因此，C_eq的選擇應綜合考慮ZVS范圍和超前臂的開關關斷損耗。

2.2 滯后臂的ZCS條件

吸持電容的歸一化值如式（17）所示。

C_hⁿ=（17）

圖5所示為吸持電容不同歸一化值所對應的原邊電流的復位情況。為了實現滯后臂的ZCS，C_h的能量應該足夠大，從而通過L_r使原邊電流復位，且原邊電流應當在滯后臂關斷之前減小到

圖5不同歸一化C_h值對應的原邊電流的復位零。從式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

arcsin(1－D)（18）

從式（18）和圖5可以看出，為了確保ZCS，應當增加C_h或V_H的值。但是，V_H的最大值不能高于輸入電壓反射到次級的電壓V_s/n；同樣，大電容C_h增大了環路電流，而環路電流又通過C_h間接加到了負載。綜合考慮，軟開關在變換器功耗方面的效果不僅與開關損耗的減小有關，還與由軟開關引起的附加導通損耗有關。為了獲得預期的效率，要求在設計時C_h的值取得越小越好，從而使附加導通損耗最小化。

圖5 不同歸一化C_h值對應的原邊電流的復位

2.3 輸出耦合電感

為了保證輔助電路二極管D_c的軟變換，輸出耦合電感的漏感L_lks應當滿足式（19）。

L_lks（19）

式中：D_min為最小占空比。

給C_h充電的諧振電流也耦合到了輸出電感電流中，從而增加了輸出電容的電流紋波。因此，L_lks應當在滿足式（19）的條件下盡量取大，以減小諧波電流的有效值。

3 實驗結果

為了驗證ZVZCS PWM全橋變換器的工作原理和性能，在實驗室完成了一臺80V/50A，80kHz的樣機，其電路如圖6所示，參數如下：

圖6 樣機電路原理圖