VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH電壓變化。備用電池在充滿后電壓高于VBOOST，而在電量接近于耗盡時，電壓低于VBOOST ，因而LDO和升壓調節器按順序提供必需的降壓/升壓功能。SEPIC、反激和正向配置也能夠實現降壓和升壓功能，但是它們都需要體積龐大、價格昂貴的電磁存儲元件(變壓器)，并且缺少LDO所提供的噪聲抑制功能。基于這樣的考慮，圖1所示的電路優于其它方案。

下一步考慮當調制解調卡插入主機的PCMCIA連接器中會發生什么情況。這一步作用是使得在相對應的電路地(GND)之間以及在所有的雙向數據控制線之間電氣上相連接。然后主機使用EN線來使能或者禁止調制解調器硬件。如果EN線在硬件交互時初始為低電平，那么所有的調制解調器硬件將被禁止，對LDO節點呈現高阻特性。

當主機VHH (正常3.3V)電源通過連接器給C1充電時IC2接收到電源，IC2最低工作電壓可保證正確上電工作，即使VHH在其范圍的下限(低于正常值的10%)。內部15μs延時使得VHH在/PG輸出變為低電平之前達到穩定(在V+端)，同時通知主機此時能夠通過EN線使能調制解調器電路。/PG低電平(虛地)使得雙電阻分壓器接地，可用于檢測電池和升壓調節器的電壓。

當VHH連接時，IC2在/PG變低時將/ONB拉低，IC1開始關閉通過L1的能量，提高VBOOST電壓至約3.7V (通過R3/R4的反饋)。最初LDO關斷，在VBOOST實現調節時打開，當LDO輸出高于2.3V (應該是在3.3V，因為VHH已通過R2給C2充電) IC1進入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項特殊功能，能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV，可通過連接IC1的OUT和TRACK引腳設置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩定，即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因為跟蹤模式下電壓被強制在所要求的最小值，LDO消耗電池的能量最少。

當IC1的FBLDO引腳為內部基準源電壓(通常1.23V)時LDO處于調節狀態。FBLDO電壓由通過R5的電流產生，該電流正比于通過R2的電流。因而，IC2具有傳輸函數VOUT = gm(VSENSE)R5，其中VOUT為R5上的電壓，VSENSE為RS+端與RS-端之間(R2)的電壓，gm = 10-2 mho。當LDO調節時，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).

使用關系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).

將圖1所示電路中的數值代入，

LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.

設置R5為10kΩ使得檢測電壓為12.3mV。根據上式，可以選擇R2對從LDO到VHH的電流量編程。例如，R2 = 1kΩ，R2上電流約為12μA。

使用IC2 (高端檢流放大器)的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測量高端電流。該應用在使用10%精度低功率檢流電阻(例如1/16W表貼的電阻)中 并不常見。我們不關心從LDO到VHH的電流的準確大小。我們只關心這個電流盡量小。

使用高阻值(1kΩ)檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過載情況下僅通過R2從主機吸收大約3.3mA電流，這并不足于讓系統崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA，所以設置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允許LDO節點(不是主機)為IC2供電。

在另一個可選的配置中，IC2的V+節點可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源，除了在上電期間，此時電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調制解調器硬件關斷，對LDO呈現高阻特性，使得R2上沒有降電壓，同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作(3V)時V+節點具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必須小于375Ωp。這個值保證了IC2在工作電流0.8mA時在VHH范圍的下限(3.6V - 10%)不超過0.3V的壓降。

肖特基二極管(D2，D3)與R2并聯，在RS+與RS-之間過壓時保護IC2。D2、D3引入小量的漏電流，不會影響電路的工作。與R5并聯的電容使LDO反饋節點的高頻噪聲對地旁路，這樣保證VLDO電壓光滑平穩。前面提到，IC1包括一個具有不定輸入和輸出的比較器。在這個電路中，比較器監測備用電池電壓，當剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時向主機報警。