1 引言

通常，在許多系統中，中央模塊以多種不同的形式為非板載負載供電。在中央模塊為汽車前照燈供電、PLC 系統為機械臂供電以及家用電器為前面板上的指示燈供電等情況下，都是如此。必須驅動非板載負載的情況在絕大多數電氣系統中都很常見，這給系統設計人員帶來了挑戰。雖然提供足夠的直流電源來滿足系統要求會很簡單，但考慮到要確保針對短路和開路的穩健保護、提供故障指示、快速為負載供電以及實現預測性維護，面臨的難度則大大提高。現在的設計對這些附加特性的需求越來越多，因此工程師需要選擇支持這種功能的輸出拓撲。實現這一目標的有效方法是使用智能高側開關，因為它能夠可靠地驅動非板載負載并支持多種診斷機制和故障預防機制。

并非所有的非板載負載都是相同的。對于每種負載曲線，智能高側開關的作用不同，需要考慮不同的因素來確保提供強大的保護。無論負載是電阻性、電容性、電感性還是不完全屬于這些類別之一（例如 LED），都將改變負載的驅動方式和設計方式。為了實現合理的輸出功率保護，設計人員需要了解預期的負載曲線，然后了解這種負載曲線如何影響輸出級設計。本文檔將分析一些常見的負載曲線，并探討有關這些負載的具體挑戰和注意事項。

本文檔中將研究的負載曲線包括：

1. 節 2：驅動電阻性負載

2. 節 3：驅動電容性負載

3. 節 4：驅動電感性負載

4. 節 5：驅動 LED 負載

對于這些負載類型中的每一種，本文檔將提供一些包含給定負載曲線的示例應用，討論為什么智能高側開關與傳統分立式解決方案相比具有優勢，深入探討該負載類型特有的技術挑戰，然后介紹如何根據給定應用選擇合適的智能高側開關。

正確而透徹地理解負載曲線對輸出功率級的影響，有助于顯著提高系統的功能性和可靠性。隨著設計不斷變得更加智能和強大，這種理解對所有設計人員來說都至關重要。

2 驅動電阻性負載

2.1 背景

電阻性負載是最簡單的驅動負載，因為此類負載遵循歐姆定律。

(1)之所以說簡單，是因為設計人員知曉電壓（汽車電池通常為 13.5V）和負載電阻（用歐姆表進行測量）。通過這兩個參數，他們可計算出將通過電路的最大電流。了解這一信息是選擇合適的器件來驅動該負載的第一步，因為每個高側開關都有一個相關的導通電阻，可限制允許通過器件而不觸發熱關斷的標稱電流量。在典型應用中，需要改變通過負載的電流以提供預期的輸出。同樣重要的是諸如電流感測之類的特性，這些特性旨在將實際通過負載的電流與微控制器相關聯。若要改變通過負載的電流，最基本方法是對使能引腳進行脈寬調制 (PWM)。這種方法提升了熱計算的復雜性。

在本部分中，我們將研究電阻性負載的應用，并展示在驅動這些負載時可以使用哪些相關特性。我們還將了解 TI的智能高側開關的功能集如何與負載要求充分契合。最后，為了選出適用的高側開關，我們必須學習如何計算開關的功率損耗并將該數據與結溫相關聯，并適當設置電流限制，以便高側開關能夠正確驅動電阻性負載。

2.2 應用示例

車輛中常見的電阻性負載是座椅加熱器。電流流過時，座椅內放置的長線圈會發熱。該電流會受到控制以確保產生適度的熱量。此處提供了針對這種應用的一個參考設計：適用于座椅加熱器的智能電源開關參考設計。

圖 2-1. 座椅加熱器-電阻性負載應用

在座椅加熱應用中，設置座椅溫度時需要執行單獨的溫度設置步驟。所有配備此功能的車輛都允許用戶根據需要選擇適合的溫度范圍?？梢酝茢?，溫度與流經負載的電流直接相關，因此為了調節溫度，電流必須按比例變化。

為此，控制高側開關的微控制器將對使能引腳進行脈寬調制 (PWM)。這會快速導通和關斷器件，從而提供有效電流，可根據占空比 D 利用方程式 3 計算出該電流。對使能引腳進行 PWM 處理時，導通和關斷器件會產生相關的功率損耗。有關該開關損耗以及其他功率計算的說明，請參閱節 2.4.2。

微控制器還需要測量通過高側開關的電流，以便了解座椅當前的溫度。這意味著高側開關的電流檢測輸出需要準確，這樣才能知曉準確的溫度。這種精確的電流檢測將在節 2.3.1 中加以討論。

以上是座椅加熱器負載的示例，但現實中有許多不同的電阻性負載，例如白熾燈和工業加熱器。這些負載中的每一個都需要不同的電流電平，因此短路保護級別也會有所不同。此保護級別需要足夠高以確保標稱電流可通過，但又要足夠低以確保不會對系統本身造成損害。

2.3 為何使用智能高側開關？

雖然驅動電阻性負載的基本原理很簡單，但出于幾方面的考慮，使用智能高側開關成為最佳選擇。使智能高側開關脫穎而出的兩個主要優勢是其具備精確的電流感測和電流限值可調節的特性。

2.3.1 精確的電流檢測

大多數智能高側開關都具有被稱為“電流感測”的功能，將測量通過開關的電流。本部分將介紹該功能，以及在智能高側開關中集成該功能優于單獨測量電流的原因。

如應用部分所述，流過開關的電流將與負載中的溫度成正比。這意味著，為了在閉環電路中監測電流并將電流調整回來，電流測量的誤差需要非常低。通常，如果設計人員想要使用負載開關，他們將不得不引入一個分立式電路或更多組件來正確測量電流并使電流中繼回中央微控制器。

就電流測量而言，有許多不同因素會導致實際系統中存在誤差。測量電流的分立式解決方案是使用檢測電阻，并通過四個電阻器和一個運算放大器組成一個差分放大器。在此配置中，系統中的每個組件都必須具有非常嚴格的公差，通常小于 1%。這是為了降低電流檢測的整體誤差，但代價是布板空間大幅增加。此外，檢測電阻會增加串聯阻抗，從而降低系統中的最大電流量。

圖 2-2. 分立式電流測量實現方案

TI 的高側開關產品系列在大多數器件上都具有非常高的電流檢測精度標準。例如，TPS1H100-Q1 在負載 ≥1A 時具有 ±3% 的精度。它不僅可以減少系統中所需的組件數量，而且能夠在獲取流經系統的精確電流方面降低誤差。

圖 2-3. TPSxHxxx 電流感測電路

圖 2-3 所示為 TI 高側開關系列器件中用于電流感測的內部電路。將電流感測功能集成到高側開關可減少系統中的組件數量，同時仍能保持高精度。

2.3.2 可調電流限制

TI 智能高側開關的另一個獨特特性是對可調電流的限制。此特性在熱應用中尤其重要，因為在這類應用中，即使只在短時間內產生大量電流也不僅會損害系統而且還會損害最終用戶。大多數情況下，在電阻性負載應用中會對使能引腳進行 PWM 處理，僅允許全部電流中的一部分流向負載。這意味著，即使是高側開關可以應對的標稱電流量也會造成故障，并可能損害系統或最終用戶。

競爭對手提供的高側開關通常具有固定的電流限值，相對于標稱工作電流而言，該限值通常過高。這意味著開關在達到設置得異常高的電流電平或造成熱關斷之前不會關斷。在上面的加熱器示例中，理論上一個微不足道的電阻短路可能就會消耗兩倍的 PWM 電流。

2.4 選擇合適的智能高側開關

為電阻性負載選擇高側開關的方法歸結為需要哪些特性以及什么樣的 RON 將能夠安全驅動負載。

2.4.1 功率耗散計算

選擇正確的智能高側開關在很大程度上取決于器件能否提供應用所需的電流而不會達到熱關斷閾值。對于電阻性負載應用，需要做的第一件事是測量負載的電阻。然后根據方程式 1 計算電流。請注意，提供的電壓需要是特定用例所需的最大工作電壓。對于汽車電池，這將是 18V，任何更高的電壓都將被視為故障情況。由于對輸入進行的 PWM，大多數電阻性負載不會以滿電流運行，但重要的是需要確保開關在這種條件下仍然能夠工作。這種情況會發生在電池反向故障期間，此時的電流無法通過 PWM 進行調節。根據此電流和開關的 RON（高溫下的最大值），可通過方程式 4 計算開關中的功率耗散。

若要計算器件的結溫，設計人員可在數據表中的“熱性能信息”部分找到連接環境熱阻 RθJA。請注意，數據表中的RθJA 規格適用于 JEDEC 標準定義的特定電路板布局。不同電路板布局的熱性能會有所不同，但此規格給出了一個很好的初步近似值。若要進行完整計算，請運行器件的熱性能仿真程序來了解溫度會是多少。以一階計算結溫TJ 的方法是取環境溫度 TA 加上功率耗散乘以 RθJA，如下所示：

TI 的所有智能高側開關都具有熱關斷功能。這意味著，當器件的結溫達到一定溫度時，器件將關斷以保護自身。當系統正常運行時，其設計應使開關絕不會達到該溫度。通過使用上面的公式并將計算得到的最大結溫與數據表中的熱關斷閾值 T(SD) 或 TABS 相關聯，設計人員將知曉器件是否會因為驅動該負載所需的電流而關斷。請注意，這種情況適用于負載沒有 PWM 的用例。當負載經過 PWM 處理時，系統中的電流將低于本部分中計算出的直流電流。這意味著設計人員實際上可根據經過 PWM 處理的電流選擇他們的智能高側開關，并且由于 TI 的可調電流限制技術，可將電流限值設置為低于直流工作電流。

2.4.2 PWM 和開關損耗

僅計算穩態工作條件下的功率耗散和結溫是選擇智能高側開關來驅動電阻性負載的第一步。如應用部分所述，大多數電阻性負載的工作方式是對開關進行 PWM 處理以調整提供給負載的電流量。開關的這種 PWM 或快速開關操作會在開關中引入更多損耗，這種情況在大型負載電流應用中也需要納入考慮范圍。大多數設計人員此時的想法是，負載是電阻性的，因此在負載的開關操作過程中不會有任何功率損耗，原因是根據歐姆定律，電壓與電流成正比。因而，當電流變為零時，電壓將隨之為零。此想法有兩個問題。第一個問題是并不存在純電阻性負載，因為必須考慮負載中的實際寄生參數，這些寄生參數會直接影響電壓和電流的關系。第二個問題也是更突出的問題：按照設計，智能高側開關的輸出電壓波形為固定形狀。這意味著，當系統對開關的使能引腳進行 PWM 處理時，輸出電壓波形不會直接鏡像“使能”。相反，按照設計，它將具有不同的壓擺率。開關的這一設計方式非常重要且很有必要，因為輸出波形的快速變化會發射大量 EMI，這會造成破壞，尤其是在汽車系統中。數據表中定義了導通和關斷脈沖的形狀。圖 2-4 所示為一個示例波形。

圖 2-4. 智能高側開關波形

智能高側開關的數據表中定義了導通延遲 td(on) 或 tDR 以及總導通時間 td(rise) 或 tON，兩者相減得到輸出器件從10% 上升到 90% 的時間。同樣，關斷延遲 td(off) 或 tDF 以及總關斷時間 td(fall) 或 tOFF 可用于計算輸出器件從 90%下降到10% 的時間。然而，這并未涵蓋全部情況，因為從 0-10% 和從 10-0% 的過程中會發生額外的開關損耗。根據圖 2-5 可以看出，開關能量損耗是功率耗散曲線下對應于導通和關斷時間的區域。

圖 2-5. PWM 期間的開關能量損耗

該圖顯示了開關的主 FET 上的電壓 VDS 和通過系統的電流 IOUT。在這些波形下方顯示了功率耗散波形，它是上述兩個波形的乘積。顯然，VDS 和 IOUT 成反比。它們的波形不是線性的，從導通和關斷期間的紅色功率波形上的尖峰可以看出這一點。在系統達到穩定狀態之前，該曲線下的區域稱為導通或關斷能量 EON 和 EOFF。需要注意的是，這只是直觀的表示方式，并非按精確比例繪制，因為在大多數情況下，主要的能量損失將是通過 FET 的耗散。

開關的 RON 越低，開關損耗就越明顯。因此，TI 提供了低 RON 系列器件在關斷和導通期間的開關能量損耗。將這個值（以 mJ 為單位）乘以開關頻率以得到開關能量損耗。

還需要注意，這是一個通道的開關損耗。如果器件有多個通道，則需要用開關損耗加上 FET 耗散再乘以通道數

現在已經確定了開關引起的功率損耗，接著就可以計算系統中的總功率損耗，以確認器件能夠成功驅動該負載。這個計算方式很簡單，就是將所有開關損耗和功率耗散損耗相加得到總功率損耗，并使用方程式 5 計算結溫。如果結溫低于熱關斷閾值，則表示器件能夠成功向負載供電。

表 2-1. 加熱器負載示例

例如，如果我們有兩個電阻性加熱器負載：第一個是 1.42Ω，需要在 200Hz 下以 50% 的占空比進行開關，第二個是 2.6Ω，要在 100Hz 下以 85% 占空比進行 PWM 處理。電池電壓為 13.5V。使用 TPS2HB16-Q1 并根據電阻性負載方面的知識，我們首先出計算通道 1 的 IH1 和通道 2 的 IH2 穩態負載電流。

下一步是使用方程式 4 計算開關的每個通道在正常工作期間的功率耗散。另外請注意，RON 值來自 TPS2HB16-Q1 數據表中的“導通電阻 (RON) 與溫度間的關系”圖。一個通常遇到的問題是，考慮了占空比的負載是否可以用于計算功率耗散。之所以有這個問題，是因為在圖 2-5 中，能量損失的 PDIS 部分并未考慮占空比問題。這是在穩態條件下進行的計算，因此問題不大。這就是說，只要占空比不動態變化，開關中的平均功率耗散將與考慮了占空比之后計算出的穩態電流有關。

現在，計算出開關的標稱功率耗散后，必須加上開關損耗。在 TPS2HB16-Q1 數據表中，EON 定義為 0.4mJ，EOFF 也定義為 0.4mJ。根據方程式 6 能夠計算出器件的開關損耗。

在下面的波形中可以看到相關情況。圖 2-6 所示為 RH1 的開關情況，其中的藍色波形為使能信號，綠色為 VBB，黃色為 VOUT，紫色為 IOUT。此外，在圖 2-7 中，能夠看到開關的 VDS 以白色顯示，由此產生的功率耗散及開關損耗以紅色顯示。

將器件中的所有損耗相加得出總功率耗散。

最后，在確定總功率耗散后，就可使用方程式 5 計算結溫。

該溫度遠低于器件 160°C 的熱關斷溫度，這說明 TPS2HB16-Q1 能夠安全驅動這些負載。

3 驅動電容性負載

3.1 背景

TI 的智能高側開關可用于驅動并維持通常高達 4mF 的大容量電容性負載。根據上電時的上升時間，此負載輸出電容會導致大浪涌電流，而這些浪涌電流僅受接線和互連中存在的寄生電阻和電感的限制。某些情況下的浪涌電流會超過 100A。像這樣的高電流可能會導致輸入電源電壓下降，從而損害系統中的其他電路或導致故障。

為了防止出現這些問題，可使用智能高側開關來限制電流并通過對電容性負載進行線性充電來降低浪涌電流。為了使用智能高側開關有效驅動電容性負載，有必要了解開關在限制電流時的熱耗散影響，因為可在器件內部觀察到大功率水平。在理論上正確理解充電過程以及實際理解對智能高側開關的選擇，使工程師能夠設計出合適的輸出級，確保輸出級具有安全高效的電容性負載驅動，同時最大限度地降低系統成本。

在本部分中，我們將深入探討驅動電容性負載時需要考慮的因素。在研究用于限制浪涌電流的智能高側開關的系統優勢之前，我們將首先討論一些存在電容性負載的應用。然后，我們將探討驅動電容性負載在智能高側開關中產生的熱沖擊，以及如何在系統中減輕這種影響。最后，我們將討論如何根據特定的負載曲線，選擇合適的高側開關。

3.2 應用示例

圖 3-1. 汽車電容性負載驅動示例

在如圖 3-1 所示的汽車應用中，許多非板載 ECU 都采用大容量電容來穩定輸入電壓。這些模塊必須能夠在輸入電壓下降、尖峰和開關噪聲期間可靠運行，因此需要借助電容器組來防止任何功能的喪失。這些電容的范圍可介于數百微法拉到幾毫法拉之間。

圖 3-2. 工業電容性負載驅動示例

工業應用（例如圖 3-2 中的 PLC 模塊）也必須能夠驅動大型電容性負載。數字輸出模塊通常用于向具備瞬態浪涌保護功能的傳感器供電。為了保護傳感器免受這種瞬態浪涌影響，最簡單的方法是使用過壓開關在過壓期間關閉傳感器電源。這意味著必須使用大電容來提供系統電源，直到瞬態浪涌已過去并且過壓保護解除。這種大電容給傳感器的啟動增加了挑戰，并且在每次過壓保護解除時都會導致浪涌電流問題。如果未精心設計，浪涌電流會導致 24V 外部現場電源電壓下降，進而會使系統中其他地方的保險絲熔斷，并導致連接到同一電源的其他電容模塊產生危險的反向電流。

在這兩個示例中，輸出設計人員都必須了解電容性負載對系統的影響，并提供一種有效、可靠和高效的方法來驅動負載。在接下來的幾個部分中，我們將探討對電容性負載進行可靠驅動時面臨的挑戰。

3.3 為何使用智能高側開關？

3.3.1 電容性負載充電

當電壓施加到未充電的電容器時，電容器將汲取電流，直至其電壓等于電源電壓。浪涌電流的大小與電容器上的電壓隨時間變化的速率成正比。產生的浪涌電流可通過方程式 16 計算得出，并如圖 3-3 所示。

圖 3-3. 電容性負載充電圖

當開關閉合且電壓首次施加到電容器時，dV/dT 由圖 3-3 中的開關使輸出電壓升高的速率決定。根據此速率，浪涌會非常高，并且只會受制于開關輸出端與電容器之間的布線中存在的寄生電阻和電感。在 IINRUSH 不受任何限制的情況下，這些大電流會導致輸入電壓電源的電壓下降，使得電源可能會因為所需的高功率水平而崩潰。在圖 3-4中可以看到這一點；其中，對具有高 dV/dT 的電容器充電會引起峰值高達 40A 的浪涌電流，并導致黃色輸入電源電壓顯著下降。

圖 3-4. 浪涌導致電源電壓下降的示例

這種輸入電源電壓下降則預示著，連接到同一電壓電源的任何其他系統必須在即使電源不穩定的情況下也能夠正常運行，而不會出現任何變化。此外，40A 電流本身會引起問題，因為現在必須對系統進行分析，以確保不會因流過電纜和連接器的電流過大而造成任何損害。這意味著系統將更復雜、更昂貴，具體體現在：

? 為了適應大電流，需要更大的布線和連接器

? 為了防止電源電壓下降，需要更強大的電源

? 為了實現器件的持續運行，需要在下游系統的輸入端增加大容量電容器

為了消除這些系統隱患，有必要制定一種解決方案，讓系統能夠驅動電容器并以受控速率為電容器充電，而不允許電容器汲取大量浪涌電流。在下一部分中，我們將說明如何使用具有可調電流限制特性的智能高側開關來實現這一目標。

3.3.2 減小浪涌電流

圖 3-5 中介紹了建模容性負載的一個簡單示例。該電路顯示了一個開關的簡化模型，此開關使用 10μF 輸出電容器
驅動 24V 500mA 直流負載。在此示例中，電纜的電阻和電感分別為 100mΩ 和 5μH：

圖 3-6 展示了不受控制的 dV/dT 會導致浪涌電流達到近 30A，并伴有嚴重的振鈴。如果未對電流加以限制，這是給電容器充電的最快方法，但是對于許多系統來說，這種浪涌電流是不可接受的，并且無法受到輸入電源軌的支持。

一種選擇是找到一種方法來限制此電流，同時不影響系統或導致電容器充電時間過長。一個簡單的解決方案是讓設計人員添加一個 12Ω 的限流電阻器，如圖 3-7 所示。

添加 12Ω 限流電阻器會將峰值電流限制在 2A 以下，但由于該額外 12Ω 電阻上的功率耗散和電壓降，這并不是可行的解決方案。對于 500mA 直流負載，這會在電阻器上增加 3W 額外功率耗散和 6V 壓降。這種熱耗散和電壓降在大多數應用中是不可接受的。

即使是相對較小的 10μF 負載，也需要更好的解決方案。對于更大的容性負載，這些影響將進一步放大。

TI 智能高側開關能夠通過限流對容性負載進行線性充電，從而限制浪涌電流。為電容器充電時，智能高側開關會識別過流事件并將輸出電流鉗制在可調的設定點。圖 3-9 所示為 TPS2H160-Q1 在電流限值為 1A 的情況下為470μF 電容充電的位置：

圖 3-9. TPS2H160-Q1 在 1A 時的電流限制

現在，電容器可完全充電，不允許輸出電流超過 1A，也不會給系統增加明顯的直流串聯電阻。由于 FET 在此充電期間升溫，最終會因為內部 MOSFET 工作模式之間的高溫轉換而出現一些振鈴，但由于瞬態時間長度較短，這不會使系統面臨風險。TPS2H160-Q1 的導通電阻僅為 160mΩ，因此在相同的 500mA 直流工作電流下，功率損耗和壓降分別只有 40mW 和 80mV 。這些數值對于系統來說更容易接受，并且不會導致模塊內部產生不必要的熱量。

如果 1A 的浪涌電流太大，TPS2H160-Q1 可靈活地將電流限值進一步降低至 500mA，如圖 3-10 所示。

圖 3-10. TPS2H160-Q1 在 500mA 時的電流限制

電容器上的電壓以從不超過設定電平的恒定電流進行線性充電。在考慮限制浪涌電流的合理方案時應了解，TI 智能高側開關電流限制功能能夠提供一種平衡型解決方案，允許在驅動電容性負載的同時限制浪涌電流。

3.3.2.1 電容器充電時間

回看電容器充電公式，我們能夠預測浪涌電流限制期間的充電曲線。通過重新變換方程式 16 來計算充電時間，我們便得到方程式 17。

方程式18表明，方程式17對于圖3-9而言是準確的。

方程式 17 顯示，電流限制設定點的幅度越低，為負載電容充電所需的時間就越長。重要的是需要調整此電流限制設定點，以便在不顯著延長充電時間的情況下在該設定點與安全限制電流之間實現合理平衡。這種平衡必須通過了解具體的應用要求（例如系統啟動時間）來確定。

3.3.3 熱耗散

對于大的電容性負載，必須考慮限流期間智能高側開關中的散熱問題。當電容器處于充電狀態時，智能高側開關通過調節智能高側開關內部 MOSFET 的柵極電壓來限制 IINRUSH。

讓我們回看方程式 19，了解為電容器充電的情況。

對于調節常數 IINRUSH，電容器需要具有恒定的 dVCAP/dT。這表示電容器上的電壓必須線性增加，而不是在沒有電流限制的情況下發生近乎瞬時的電壓增加。施加在電容器上的電壓為 VCAP，如方程式 20 所示。

對于恒定的 VSUPPLY，方程式 20 表明，如果 VCAP 線性增加，則 VDS 必須與 VCAP 反向并線性減少。因此，對于恒流電容充電，智能高側開關 VDS 一開始等于 VSUPPLY，然后下降到零，而 VCAP 同時增加，直至達到VSUPPLY。圖 3-11 展示了這種行為，其中，TPS2H160-Q1 將大型 (470μF) 電容性負載驅動至 24V，將電流限制在 500mA。

圖 3-11. 電容充電時的 VDS

我們可以看到，在電容上的 OUT1 電壓從 0V 線性增加到 24V 而 VDS 反向從電源電壓緩慢下降到 0V 的過程中，智能高側開關將輸出電流限制在 500mA。

在此充電期間，智能高側開關中的功率耗散 PDIS 通過方程式 21 計算得出。

電流現在受到限制，不再是未經檢查的浪涌電流，因此，公式現在將采納 ILIM 而不是 IINRUSH。ILIM 是常數且初始狀態下的 VDS = VSUPPLY，因此，峰值功率耗散出現在脈沖開始時，由方程式 22 計算得出。

當電容器充滿電時，VDS ≈ 0，因此 PDIS ≈ 0。對于初步近似計算而言，這意味著充電期間的平均功率耗散可根據方程式 23 計算得出。

該平均耗散將在與充電周期等同的時間段內發生，而這個周期可根據方程式 24 計算得出。

在圖 3-11 中，我們看到峰值功率耗散為 24V × 500mA = 12W，平均耗散為 6W，充電時間為 22.9ms。為了可靠運行，FET 必須能夠在充電時間內耗散掉該熱量。讓我們看看當電流限值增加到 1A 時，圖 3-12 中會發生什么情況。

圖 3-12. TPS2H160-Q1 在 1A 電流下充電

峰值功率耗散增加到 24W，平均耗散增加到 12W，但充電時間減少到 8.8ms。較高的電流限值意味著較高的峰值功率耗散以及較短的脈沖，而較低的電流限值則意味著較長時間的低峰值耗散。

3.3.4 電容性浪涌期間的結溫

高側開關在容性浪涌期間承受的大量熱耗散可能超過在功率耗散計算中計算出的器件平均功率耗散。如果器件結溫升至 Tj(Max) 以上并可能使器件進入過熱關斷狀態，這將引起可靠性問題。

針對平均功率耗散，我們按照方程式 4 估算了結溫。然而，容性浪涌事件不是穩態條件，且持續時間很短。由于熱阻抗依賴于輸入，高側開關可能能夠在浪涌事件期間在短時間內承受高于平均水平的功率耗散。

瞬態熱阻抗通常通過 Foster RC 網絡建模，如圖 3-13 所示。該模型將高側開關結溫 TJ 與環境溫度 TA 以及熱 RC網絡的響應與器件 PDIS 中耗散的功率聯系起來。模型中的熱阻抗值在很大程度上取決于器件結構和封裝。ZΘJA 的定義如方程式 25 所示。

圖 3-13. 器件熱阻抗的 Foster 網絡模型

該模型顯示，如果周期遠小于 RC 時間常數（用作高通濾波器），則功率的短脈沖對結溫的影響較小。如果時間周期很長，熱電容會限制功率，所有功率都會通過熱阻抗 R1,2,3..n。模型中的這些熱阻抗之和為 RΘJA，這一參數在器件數據表中有相關規定。對快速功率瞬變的響應的建模結果將與圖 3-13 中的穩態功率耗散進行比較。

圖 3-14. 熱時間常數對 RΘJA 和結溫的影響

在容性浪涌期間，ZΘJA、PDIS 和 TJ 是時間周期的函數，如圖 3-13 所示。時間采用對數刻度，而 ZΘJA 是器件的時間相關熱阻抗（基于結點和環境空氣之間）。ZΘJA 根據特定器件的 Foster 模型的時間常數呈指數衰減。

圖 3-15. 浪涌周期內的 RΘJA 和結溫

ZΘJA 在浪涌周期 Δt 期間單調增加，但由于電流限制，器件中的總功率耗散呈線性下降。峰值功率耗散 ILIM·VSUP
出現在此周期的開頭，而衰減指數的總和 ZΘJA 在浪涌周期結束時達到峰值。

這種相反關系導致結溫在浪涌周期大約一半（即 Δt/2）處達到峰值。只要浪涌周期 Δt 小于器件的有效熱時間常數，或者在 ZΘJA 曲線變平之前，這一論斷都成立。對于大多數高側開關，此時間大約為 500s。

從數學角度來看，結溫是 ZΘJA 和 PDIS 兩者的卷積，這兩者都隨時間變化，如方程式 26 所示。計算此卷積以獲得ΔTj 非常困難，如果器件有支持熱性能的模型，最好將這個任務留給像 PSPICE 這樣的仿真器。

就設計而言，我們主要應該關注的是在浪涌周期內找出 TJ(Max)，而不是獲得任何時間點的 TJ 表達式。通過這樣的簡化計算，我們可以得到 TJ(Max)（按照方程式 27）的近似值。

在方程式 27 中，ZΘJA(Δt/2) 是位于浪涌周期 Δt 一半處的瞬態熱阻抗，其計算方法如方程式 24 所示。然后，我們從器件的瞬態熱阻抗曲線中找出 Δt/2 處的 ZΘJA，如圖 3-16 所示。

有關瞬態熱阻抗 ZΘJA 的多個圖，請參閱附錄 A，并且這些圖針對表 3-1 中列出的每個 TI 高側開關而提供。

方程式 27 的精度在 TJ(Max) 的 PSPICE 仿真結果的 ±10% 以內，但僅適用于浪涌時間 Δt < ~500s 或 ZΘJA 曲線變平的位點。超過此位點后，隨著峰值溫度晚于 Δt/2 出現，該近似值開始下沖。此時應使用 PSPICE、Simulink 或其他建模工具進行更高級的熱仿真。

圖 3-16. 根據 TPS2H160-Q1 瞬態熱阻抗曲線估算 ZΘJA(Δt/2)

可使用 2 通道或 4 通道導通情況下的瞬態熱數據 ZΘJA 對多通道器件重復此過程。但是，此數據僅適用于兩個通道
同時導通且負載條件相同的情況。

除了我們的 TPS2H160-Q1 示例之外，我們還可以估算容性浪涌期間的 TJ(Max)。在此示例中，由單個通道驅動470μF 的電容性負載，電流限值 ILIM 設置為 1A，電源電壓為 24V，環境溫度為 TA = 25°C。

根據方程式 18，我們發現浪涌周期持續時間為 Δt = 11.28ms。參考附錄 A 中的 TPS2H160-Q1 數據，我們可以在Δt = 11.28ms 處畫一條線（如圖 3-16 所示），找出浪涌周期 Δt 一半處的 RΘJA 值，因為我們僅在一個通道上進行驅動，得到 ZΘJA(Δt/2) = 5.4°C/W。

電流限制功能在浪涌周期內處于活動狀態，并導致高側開關中出現大量功率耗散。這是因為電流限制是通過控制FET RON 實現的。在浪涌開始時，必須強制使 RON 比數據表規格高幾個數量級，這會導致 FET 通道中的高 I2R損耗。

一旦器件將 FET 導通，FET 上的 VDS 最初為 VSUP，并在電容器負載充電后降低至接近 0V。這個初始點正是出現峰值功率耗散的地方。在我們使用 TPS2H160-Q1 的示例中，我們已設置 ILIM = 1A，因此峰值功率為 24V·1A =24W。現在，為了計算浪涌期間的 TJ(MAX)，我們可以將 VSUP、ILIM、TA 和 ZΘJA(Δt/2) 的值代入方程式 27，如方程式 28 所示。

根據方程式 28，我們在 25°C 的環境溫度下算出 TJ(Max) ≈ 111°C，而 111°C < 150°C，完全在 TJ 的規格限值范圍內。因此，我們所處環境的 ΔTJ 為 86°C。

這是一個估計值，并且工作條件可能與設計時不同，因此建議在 TJ(Max) 和 150°C 之間留出足夠的余量。TJ 限制不當可能會觸發過熱關斷并降低可靠性和器件壽命。

除了保持 TJ < 150°C 外，建議保持 ΔTJ < TSW（其中的 TSW = 60°C），以便防止浪涌期間出現熱振蕩關斷。浪涌期間會在 FET 結中出現最高溫度，因此針對 ΔTJ < TSW 的設計可確保浪涌期間不會觸發熱振蕩關斷。TFET TCON的時間在很大程度上取決于浪涌時的負載條件，因此 ΔTJ 也可能大于 TSW 而不會觸發熱振蕩關斷。

為獲得準確的熱結果，強烈建議對 TI 的高側開關使用支持熱性能的 PSPICE 模型，確保能夠對 TJ、TCON 和熱關斷進行建模。更多有關在 PSPICE 中對器件熱性能進行仿真的信息，請參閱《使用 PSpice 仿真器模擬 TI 智能高側開關中的熱行為》。

3.3.5 過熱關斷

為確保在高功率耗散期間不會出現故障，TI 智能高側開關集成了兩種過熱保護方法。第一種方法是絕對熱關斷，即在結溫達到不安全水平（通常在 150°C 左右）時將 FET 關斷。第二種方法是相對熱關斷，或熱振蕩關斷，這種方法會測量 FET 和控制器之間的溫差，并且將在 FET 快速升溫但控制器滯后于 FET 溫度的大型瞬態期間將智能高側開關關斷。這種保護方式能夠在以下兩種主要情況下提高可靠性：
1. 防止出現溫度傳感器無法記錄的 FET 局部熱點。在僅采用絕對溫度關斷方法的情況下，要測量最高結溫，但這是無法保證的。
2. 在電纜電感短路的情況下提供保護。在輸出短路期間，輸出端需要汲取非常高的電流，因此智能高側開關將鉗制在電流限值處，直至達成熱關斷。一旦達成熱關斷，輸出電流將立即停止，但是電纜中存在的任何輸出電感都會嘗試讓電流繼續流動，因此智能高側開關必須對該電感進行退磁。更多有關對電感性進行退磁的詳細信息，請參閱節 4。如果智能高側開關已經處于其結溫峰值，這種退磁能量將損壞開關。通過使用 FET 的相對溫度來鑒定此種短路并提早將器件關斷，可確保該器件安全吸收退磁能量。

圖 3-17 所示為相對熱關斷機制的行為，這種機制在 TFET-TCON>TSW（其中 TSW=60°C）時關斷 FET，并在低于TSW 減去遲滯溫度 THYS 時重新導通 FET。這可能會導致浪涌期間下電上電以及負載電容器充電緩慢。

圖 3-17. 相對熱關斷機制導致的熱循環

當發生這些關斷機制中的任一個時，開關都會關斷以防止電流流向負載。通過防止電流流向負載，器件可防止智能高側開關中出現任何額外的功率耗散。這使得開關有足夠的時間冷卻下來并達到安全溫度。

在關斷期間，FET 開路會暫時阻止電容器充電，但 TI 智能高側開關能夠快速冷卻下來并進行重試，因此電容器上的電荷侵蝕將受到限制，然后在重新啟動時，開關將繼續充電。這意味著，如果智能高側開關達到熱關斷狀態，它將快速進行重試并安全地恢復對電容器的充電。

這種行為可在圖 3-18 中看到，其中的 TPS2H160-Q1 將 470μF 驅動至 24V，將電流限制在 2.2A?？梢杂^察到，在兩種情況下，器件達到相對關斷溫度，并暫時禁用開關以防止電流流動，然后在器件冷卻后重新啟用開關。通過這種方式，TI 智能高側開關可在驅動大型容性負載時保護自身免受過溫應力的影響。

圖 3-18. TPS2H160-Q1 驅動電容時進行熱關斷

在選擇用于驅動容性負載的 TI 器件時，了解該分析內容非常重要。理想情況下，智能高側開關應該能夠驅動負載而不進行任何關斷，但是設計人員應平衡電流限制設定值和所需的充電時間。若要確定器件是否會進入熱關斷狀態，較好的方法是使用 TI 評估模塊來測試特定負載曲線，但若要進行詳細分析，也可使用 RC 熱模型。

3.3.6 選擇正確的智能高側開關

選擇智能高側開關來驅動容性負載時，要留意兩個關鍵規格：
1. 直流電流范圍：確保智能高側開關的導通電阻足夠低，能夠驅動所需的直流電流而不會顯著發熱。
2. 熱耗散：計算為電容器充電所需的熱能，然后參考智能高側開關的熱模型，確保器件在驅動負載時達到熱關斷閾值的可能性最低。

根據表 3-1，選擇可支持最大應用直流電流要求的器件，從而確定適合您的應用的器件：

表 3-1. TI 智能高側開關產品系列

表中列出的最大電流適用于帶有 JEDEC 標準電路板的標稱器件。最佳做法是確保擁有足夠的余量來應對非理想布局或高于標準環境溫度的情況。如需精確計算，請參考數據表中的 RθJA 規格以計算直流電流的實際熱擴散。選擇可支持輸出電流要求的器件后，請確保該器件的熱耗散能力能夠充分散發電容充電所需的熱量。

TI 智能高側開關提供了一種可靠且高效的方式來安全驅動電容性負載。在驅動電容性負載時，重要的是應該安全地限制浪涌電流，同時盡量縮短負載充電時間。通過選擇用于限流的合適智能高側開關，可以為電容性負載高效充電，同時避免熱問題。

4 驅動電感性負載

4.1 背景

電感性負載是指連接到電源電壓時存儲磁能的任何負載。電感性負載阻抗由串聯的電阻和電感組成。可由智能高側開關驅動的常見電感性負載包括繼電器、電機和電磁閥。當關斷時，由于電感中存儲磁能，電感性負載會產生數百伏的瞬態負電壓。這種瞬態電壓會對驅動電路造成嚴重損害。為防止任何潛在損害，在關斷期間必須鉗制電感性負載上的電壓以將存儲的磁能耗散掉。TI 智能高側開關集成了一個電源鉗位電路，通過將開關上的電壓鉗制到設定的電壓并再次循環通過鉗位器的電流來保護電路。這樣就能夠安全地耗散掉存儲的能量。有了這樣的大鉗位電壓，退磁時間就會減少，從而使電感性負載能夠安全快速的關斷。

本文檔針對電感性負載驅動過程中用于實現高可靠性的重要參數和計算提供了指導信息。由于集成了鉗位器，TI智能高側開關通常能夠驅動電感性負載，而無需外部保護元件，如瞬態電壓抑制器 (TVS) 二極管。本部分中的大多數計算將以TPS4H160-Q1 為例，但在提供了退磁能量圖的情況下，所有 TI 高側開關的計算和比較將非常相似。

我們將首先研究常見的電感性負載應用，然后推導出用于確定電感性負載退磁的關鍵參數和公式。然后，我們將開始專門研究 TPS4H160-Q1，作為解讀退磁能量圖的案例研究。最后，我們將查看幾個展現具體應用的示例，以及我們如何判斷 TI 智能高側開關是否能夠對負載進行退磁。

NOTE

重要的設計注意事項：確保在關斷時智能高側開關能夠耗散掉存儲在電感性負載中的退磁能量。

4.2 應用示例

常見的電感性負載包括電感高達 1500mH 且穩態電流高達 5A 的各種繼電器和電磁閥。以長電纜連接的電機和電阻性負載（特別是在工業系統中）本質上也是電感性負載。一個常見示例（如圖 4-1 所示）是驅動工廠自動化系統等工業應用中的電磁閥。

圖 4-1. 電磁閥應用示例

在此示例中，智能高側開關控制著汽車電池和電磁閥之間的電源。汽車應用需要使用電磁閥來為汽車發動機起動機提供大初始電流，因此電磁閥的正常運行對于車輛的啟動至關重要。智能高側開關向電磁閥中的電感線圈提供電流，這樣便能夠閉合初級電流的觸點以啟動發動機。該電磁閥本質上是電感性的，因此必須確保智能高側開關能夠有效應對電磁閥導通和關斷方面的挑戰。這是車輛的重要功能，因此必須進行正確設計以確保開關正常運行。

電磁閥并不是唯一具有電感性負載曲線的常見應用。PTC 繼電器、閥門、電動機和變壓器主要驅動的也將是電感性負載。對于這些負載中的任何一種負載，應確保正確理解輸出負載驅動級的原理和設計，這一點很重要。

4.3 為何使用智能高側開關？

了解電感性負載驅動背后的原理對于設計長期可靠的智能高側開關解決方案至關重要。電感性負載驅動有兩個方面需要考慮：導通階段和關斷階段。

4.4 導通階段

圖 4-2. 電感性負載導通階段

如圖 4-2 所示的導通階段始于電源電壓 VBAT 最初施加到未充電的電感性負載之時。這會使得負載電流從零呈指數上升。在未充電的電感器上施加階躍電壓 VBAT 時，可根據 方程式 29 計算電流。

時間常數 τ 決定了電流的壓擺率，并且是負載電阻和電感的函數。負載曲線也決定了穩態電流 ILOAD,DC（通過方程式 31，該電流大約在時間 t = 3τ 達到）以及存儲的磁能 E（通過方程式 32）。

使用包含開路負載檢測功能的智能高側開關時，請確保開關等待足夠長的時間，讓電流上升，然后再聲明開路負載。還要確保智能高側開關能夠處理直流電流。如果電流高于器件數據表中的規格，則會導致開關內部較高的功率耗散并造成熱關斷。

4.5 關斷階段

電感性負載力圖在一個方向上保持連續的電流流動。當將感性負載關斷后，電感性負載會反轉所施加電壓的極性，以防止電流立即流失。這說明，如果電感性負載上的電壓在導通階段為正，則在移除所施加的電源后將變為負。

在開關斷開之前的那一刻，負載電流 I0 等于 ILOAD,DC（可根據 方程式 31 計算得出）。在開關斷開之后的那一刻，電感器電流開始以連續函數的形式從 I0 衰減到零。當 dI/dT 為負且未施加 VBAT 時，電感性負載上的電壓將反轉，并且在高側開關輸出端將出現負電壓。圖 4-3 展示了這一過程

圖 4-3. 電感性負載關斷階段

應用基爾霍夫電壓定律可得出方程式 33。

其中，VL 為負載電感元件上的電壓，VR 為負載電阻元件上的電壓，VCLAMP 為瞬態電壓尖峰期間開關 FET VDS 上的電壓，VBAT 為電源電壓。方程式 34 和方程式 35 所示為用于電阻器和電感器的歐姆定律：

將它們代入方程式 33 中得到方程式 36：

調整方程式 36 以得到方程式 37，這是負載電流的一階微分方程。

方程式 38 對此進行了求解。

其中，I0 為開關最初斷開時的電流。方程式 38 表明電流以負斜率和時間常數 τ = L/R 呈指數衰減。該公式用作計算電感性負載退磁能量的基礎。電流有兩個分量：公式左側由穩態電流貢獻，右側由通過指數時間因子進行調整的瞬態電流貢獻。當總電流為零且兩個分量相等時，負載將完全退磁。

請注意，方程式 38 僅從時間 t = 0 起有效，直到負載完全退磁。該退磁時間將在下一部分中計算。

4.5.1 退磁時間

退磁時間 TDEMAG 是指電流從 I0 衰減到零所需的時間。此時間是之后計算總退磁能量所必需的參數。

為了計算 TDEMAG，可在總電流等于 0 時求解方程式 38。

方程式 42 表明退磁時間與時間常數 L/R 成正比，并且隨著 I0 的增大、VCLAMP 的降低和 VBAT 的升高而增加。

4.5.2 退磁期間的瞬時功率損耗

在這段退磁時間內，電感器能量被高側開關吸收。通過開關的瞬時功率可根據開關上的電壓以及負載電流采用 方
程式 43 計算得出。

方程式 43 與方程式 38 合并后可得到方程式 44：

采用 方程式 42 計算退磁時間和采用 方程式 44 計算瞬時功率后，可以計算出退磁能量。

4.5.3 退磁期間耗散的總能量

在關斷期間，必須將高側開關中的退磁能量耗散掉。如果未經適當退磁，FET 會受到嚴重損害，并且還會在系統的其他地方造成損害。

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