全橋轉換器為隔離式電源轉換提供了一種高效的解決方案 (圖 1)。在該拓撲內，控制方法的選擇將影響轉換器的整體性能。大多數工程師僅考慮硬開關全橋 (HSFB) 或相移全橋 (PSFB)。在本期電源設計小貼士中，將演示對脈寬調制 (PWM) 控制的全橋的簡單修改，該全橋可以通過實現零電壓開關 (ZVS) 來提高效率，并消除變壓器繞組上的諧振振鈴。

圖 1. 同步 HSFB 轉換器功率級的示例

HSFB 轉換器使用兩個相位相差 180 度的輸出信號（OUTA 和 OUTB）來控制初級側電橋上的 FET 對角，如圖 1 所示。控制器允許初級側 FET 的三種狀態：OUTA 為高電平且 OUTB 為低電平，OUTB 為高電平且 OUTA 為低電平，以及 OUTA 和 OUTB 均為低電平。為了保持穩壓輸出，控制器會調節每種狀態下花費的時間之比。

圖 2（從上到下）顯示了 OUTA 和 OUTB 信號，初級側電橋每一側的開關節點電壓和初級側繞組電流。在死區時間（OUTA 和 OUTB 均為低電平時）內，開關節點電壓會回落到輸入電壓的一半。

圖 2. 在初級側驅動對側 FET 的傳統配置 (1μs/div)

當死區時間內沒有初級側 FET 處于導通狀態時，次級電流將繼續通過同步整流器續流。此時，存儲在初級側的泄漏能量與初級側 FET 的輸出電容諧振，從而在 OUTA 或 OUTB 變為低電平時產生較大的泄漏尖峰。這種諧振會影響初級側上的全部四個 FET。圖 3 顯示了泄漏尖峰可以達到多大。在實際應用中，較大的泄漏尖峰可能導致需要使用耐受更高電壓的元件。

圖 3. 采用傳統配置的初級側開關節點 (400ns/div)

一種替代方法是在電橋的每一半上使用互補邏輯來控制初級側 FET。在此方法中，PWM 為高電平時高側 FET 導通，PWM 為低電平時低側 FET 導通。圖 4 顯示了使用此方法的示意圖。

圖 4. 同步 ZVS 全橋轉換器功率級的示例

圖 5 顯示了該方法的 PWM、開關節點電壓和初級側電流。借助初級側電橋每一側的互補信號，兩個低側 FET 現在可在死區時間內導通。這使得初級側電流能夠在傳統方法中的死區時間內，通過兩個低側 FET 持續續流。

圖 5. 驅動初級側 FET 的互補 PWM (1μs/div)

在初級側實現續流電流有諸多好處。首先，初級側 FET 可實現 ZVS。圖 6 顯示了 ZVS 事件期間全橋一側的初級側開關節點和 PWM 邏輯。如果在引入柵極驅動信號之前，漏源電壓下降到零，即表示實現了 ZVS。

圖 6. 采用互補 PWM 配置的初級側開關節點 (400ns/div)

另一項優勢是整個轉換器中的噪聲更低。從 圖 3 中的初級側開關節點波形到圖 6 時，消除了大型泄露尖峰和諧振振鈴。次級整流器還可在更改初級側以實現 ZVS 后降低噪聲。

圖 7 比較了兩種設計方案下，次級整流器的漏源電壓。HSFB 變體的振鈴現象明顯更嚴重，需要通過緩沖器來降低應力，但代價是整體系統效率會降低。在初級側更改為 ZVS 會導致次級 FET 上的振鈴減少。仍然存在泄漏尖峰，但相比緩沖器，二極管鉗位電路在這種情況下更合適。

圖 7. 傳統配置 (400ns/div)（左）；

使用互補 PWM 信號 (1.00μs/div)（右）

僅通過引入 ZVS，即可以在各種負載條件下提高效率。圖 8 比較了修改后的 HSFB 參考設計“適用于 100kRad應用的 100W、5V 輸出硬開關全橋轉換器參考設計”，該參考設計在初級側使用 ZVS 邏輯，并與最初的 HSFB數據進行了對比。初級側 FET 的邏輯是唯一的變化；初級側 FET 驅動器的優化和次級側保護電路的改進將進一步提升此方法的優勢。

圖 8. 傳統方案（TI HSFB 參考設計 B 版）與 PWM（修改后的電路板）配置在不同輸出功率下的總功率損耗對比

在全橋轉換器上使用互補邏輯可以使初級側 FET 實現 ZVS。該方法在提升系統效率方面具有諸多優勢，且實現起來也相對簡單。在測試用例中，標準同步全橋轉換器只需調整邏輯即可生成互補信號。可以使用邏輯或非門進行此調整；或者，HSFB 參考設計中使用的一些驅動器（例如德州儀器(TI) TPS7H6003-SP 柵極驅動器）具有 PWM 模式：在信號為高電平時，單個輸入信號驅動高側 FET，在信號為低電平時驅動低側 FET。控制邏輯的這種細微變化會顯著提高系統性能。