當β從β1增大到β2時，其它條件不變，功率會隨之增大，其變化關系可以由式（1）確定。因此，我們可以通過外圍電路設定β值，從而達到功率調節。

1.3 控制單元框圖

如圖3所示，控制單元上主要是通過外圍檢測電路和相應的軟件算法來實現的。軟件的實現在后文中闡述。其中DC/DC的控制與保護部分可以與逆變部分分開，但由于DSP的資源比較豐富，可以利用同一塊DSP來處理。

圖3 控制單元框圖

由于主電路與電網沒有隔離，則控制單元須全部與主電路隔離。電網電壓的檢測可通過工頻采樣變壓器實現，但直流電壓的檢測相對要困難。這里采用線性光耦來達到采樣和隔離的目的，這就要求線性光耦的線性度非常高。采樣電路如圖4所示。

圖4 直流母線電壓采樣電路

本電路采用TIL300線性光耦，經采樣隔離后的值送至DSP的AD轉換通道。由圖4所示電路可知，AD采樣值Vo=k3(R6/R4)VBUS，其中k3是光耦的電流傳輸系數。

電網過零檢測主要是利用DSP的CAP捕捉單元來實現鎖相。以檢測到的過零時刻作為基準，控制脈沖超前此基準時刻β角度。過流及電網過大波動的保護是由電流間接控制，為電流開環控制，因此，應根據所需的功率大小以及器件的額定值設好保護點。當發生過流時，通過保護電路封鎖逆變控制脈沖，并斷開主電路，使逆變器脫離電網。當檢測到的電網電壓超出波動范圍時，也使逆變器停止工作，并給出相應的故障指示信號。

2 軟件設計與實現

逆變器的控制方式是在文獻[2]中的倍頻式SPWM基礎上，結合DSP的PWM輸出特性產生的,如圖5所示。實際中，三角波的頻率與工頻的比值為240，為簡單起見，圖5中的比值為12。

圖5 開關器件的驅動波形和逆變器輸出波形

波形生成過程如下：DSP的通用定時器1采用連續增/減計數模式，而且在定時器下溢中斷后立即裝載比較寄存器CMPR1和CMPR2的值，CMPR1決定ug1和ug4，CMPR2決定ug3和ug2。在DSP的數據存儲區有一90°的正弦表，對應360個點，此表作相應調整可以產生90°～360°的正弦值，而裝載值是在每個三角波中心時刻所對應的正弦值。

在一個工頻周期，定時器1產生240次下溢中斷，設第M次中斷時裝載的值對應正弦表中第K個值，在4個不同的象限時，M和K的關系如下：

K=（5）