兩種優化開關模式在高頻SVPWM逆變電源中的應用
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(a) 模式1
(b) 模式2
圖3 兩種對稱的優化開關模式
(a) 模式1
(b) 模式2
圖4 兩種不對稱的優化開關模式
2 高頻SVPWM逆變器的設計
2.1 硬件設計
高頻逆變電源要求控制器能夠在最短的時間內，完成全部控制運算。對各種單片機和DSP的性能進行比較篩選后，本文設計的逆變器數控系統采用TI公司DSP24x系列的最新成員TMS320LF2407A。該芯片具有同類DSP中最優越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可實現高頻SVPWM逆變電源數字控制系統的設計。在TMS320LF2407A時鐘輸入引腳上接20MHz晶振，后經內部鎖相環倍頻后得40MHz時鐘頻率，這樣指令執行周期可縮為25ns，較C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A還具有外部集成度更高，程序存儲器更大，A/D轉換速度更快的特點，且其獨特的空間矢量PWM波形產生電路，更為完成高頻SVPWM算法提供了方便，同時可使數字控制系統最小化。
對于輸出頻率為1000Hz的逆變器，開關頻率至少要在20kHz以上，但是開關頻率過高又會給DSP的運算及A/D轉換帶來壓力。另外，死區時間在理想脈寬中所占的比例過大，對調制線性度也會造成不良影響，經權衡，本系統控制周期取為23.8μs，這樣采用優化模式1時的開關頻率為6的倍數42kHz，而采用優化模式2，開關頻率僅為28kHz。普通的IGBT已經無法承受這么高的開關頻率，所以，逆變器主電路采用分立MOSFET(IRFPC60)組成的三相橋式電路結構。為實現高頻信號驅動，和最大地簡化電路，硬件設計中除了采用貼片式DSP外，還采用IR公司的高壓浮動MOS柵極驅動芯片IR2130。
圖5為逆變器系統示意圖。實際工作時，DSP在每個控制周期中經A/D采樣頻率給定信號后，根據V/F控制原理和改進的SVPWM算法，選擇優化開關模式，來產生6路PWM信號，經高速光耦隔離后送IR2130驅動6個MOS管來帶動一個三相感性負載工作。
圖5 逆變器系統示意圖
IR2130為單電源＋15V工作；可直接驅動600V高壓系統；自帶硬件死區和欠壓鎖定功能與過流保護功能；通過外圍自舉電路，可同時驅動3個橋臂的6個MOS管。注意到采用圖3所示優化開關模式2時，生成的PWM波中會出現一段長時間導通或關斷的脈沖信號，這就要求IR2130的自舉電容能夠提供足夠大的驅動電荷，否則，將無法驅動高端MOS管。自舉電容所需的最小電容值，可由式（5）計算。
C≥
牛5）
式中：Qg為高端器件柵極電荷；
f為工作頻率；
Iqbs(max)為高端驅動電路最大靜態電流；
Icbs(leak)為自舉電容漏電流；
Qls為每個周期內，電平轉換電路中的電荷要求；
Vcc為芯片供電電壓；
Vf為自舉二極管正向壓降；
Vls為低端器件壓降或高端負載壓降。
經計算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB電容作為自舉電容。
電路設計中考慮高頻逆變器的安全運行，還通過DSP的信號采集，進行過、欠壓，過流，過溫等保護電路的設計。
硬件系統采用TOPSwitch反激式電源，分別為控制電路，驅動電路，保護電路提供＋5V，±15V等5路相互隔離的輔助電源。
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