基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉換器的實現
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精確計算初級開關的開關損耗超出了本文的范圍，但應注意，從高阻態變為低阻態時，MOSFET上的電壓擺輻約為~VIN + VOUT 至 ~0V，流經開關的電流擺輻為0 A至IOUT[1/(1 – D)]。由于擺幅如此之高，開關損耗可能是主要損耗，這是挑選MOSFET時應注意的一點；對于MOSFET，反向傳輸電容((CRSS)與RDS(ON)成反比。
初級開關和次級開關的漏極-源極擊穿電壓(BVDSS均須大于輸入電壓與輸出電壓之和（見圖5）。
峰峰值輸出電壓紋波(VRIPPLE)可通過下式近似計算：
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流經輸出電容的電流均方根值 (I rms COUT) 為：
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方程式12所表示的峰峰值電感電流(IL)取決于輸入電壓，因此必須確保當此參數改變時，輸出電壓紋波不會超過規定值，并且流經輸出電容的均方根電流不會超過其額定值。
對于利用ADP1877實現的同步反向SEPIC，輸入電壓與輸出電壓之和不得超過14.5 V，因為電荷泵電容與開關節點相連，當初級開關接通時，其電壓達到VIN + VOUT。
實驗室結果
圖8顯示5 V輸出、3 V和5.5 V輸入時同步反向SEPIC的功效與負載電流的關系。對于需要在3.3 V和5.0 V輸入軌之間切換的應用，或者當實時調整輸入電壓以優化系統效率時，這是常見情況。采用1 A至2 A負載時，無論輸入電壓高于或低于輸出電壓，轉換器的效率均超過90%。
圖8. 效率與負載電流的關系
與圖8相關的功率器件材料清單見表1，其中僅采用常見的現成器件。一項具可比性的異步設計采用一個具有低正向壓降的業界領先肖特基二極管代替QL1，在以上兩種輸入電壓下，其滿載時的效率低近10%。此外，異步設計尺寸更大、成本更高，而且可能需要昂貴的散熱器。
表1. 功率器件
| 標志符 | 產品型號 | 制造廠商 | 值 | 封裝 | 備注 |
| QH1/QL1 | FDS6572A | Fairchild Semiconductor | 20 BVDSS | SO8 | 功率 MOSFET/6 mΩ (最大值) @4.5Vgs @ 25°C Tj |
| L1A/B | PCA20EFD-U10S002 | TDK | 每個繞組3.4 µH | 30 mm × 22mm × 12mm | 1:1:1:1:1:1 耦合電感/鐵氧體/每個繞組35.8 mΩ (最大值) DCR |
結束語
許多市場對輸出電壓高于或低于輸入電壓（升壓/降壓）的高效率同相轉換器的需求都在不斷增長。ADI公司的雙通道同步開關控制器ADP1877允許用低損耗MOSFET代替常用于功率級的高損耗功率二極管，從而提高效率，降低成本，縮小電路尺寸，使系統達到苛刻的能耗要求。只要遵循幾項原則就能快速算出可靠補償所需的元件值，并且利用常見的現成器件便可實現高效率。
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