本文探討了LC振蕩器在直接FM生成方面的局限性，以及如何使用乘法器和自動頻率控制（AFC）電路來處理這些局限性。

在本系列文章中，我們討論了為直接調頻發電創建可變電抗的多種方法。在所有情況下，可變電抗都用于調制LC振蕩器。然而，使用單個非晶體振蕩器的直接FM發生器將無法保持足夠的載波頻率穩定性。

在本文中，我們將學習如何使用自動頻率控制（AFC）電路來確保FM發生器的中心頻率漂移最小。我們還將探討倍頻器如何增強直接調頻發生器的頻率偏差。

直接調頻發電的挑戰

圖1顯示了如何將變容二極管與振蕩器的諧振電路并聯以產生FM波。

使用變容二極管構建用于FM生成的可調振蕩器。

圖1 使用變容二極管構建用于FM生成的可調振蕩器

圖1所示的直接調頻生成電路需要滿足兩個相互沖突的要求：

其瞬時頻率必須快速響應調制信號。

振蕩的中心頻率必須保持長期穩定。

使用單個振蕩器實現這兩個目標可能具有挑戰性。正如我們將在未來的文章中討論的那樣，克服這一基本挑戰的一種方法是使用間接調頻發生器。間接調頻發生器不需要載波振蕩器對調制信號做出響應。

穩定載波頻率的另一種方法涉及使用反饋配置。這通常被稱為自動頻率控制。AFC環路旨在提高中心頻率穩定性，而無需在調制器的主振蕩器中使用晶體。

我們將在本文稍后回到AFC?，F在，讓我們討論一下倍頻器和混頻器如何幫助我們獲得所需的頻率偏差和載波頻率。

使用倍頻器提高FM頻率偏差

工作在5 MHz的電抗調制器的頻率偏差可能為±4 kHz，遠低于商業調頻廣播中使用的±75 kHz最大偏差。如圖2所示，我們可以通過使用倍頻器來增加頻率偏差。

在VCO之后添加倍頻器會增加頻率偏差。

圖2 為了增加頻率偏差，我們在VCO后添加了一個倍頻器

倍頻器產生輸出信號，其頻率是輸入頻率的精確倍數。如果我們將參數為θi的正弦曲線應用于乘法因子為n的倍頻器，則輸出正弦曲線的參數為nθi。因此，通過將FM信號應用于n倍倍頻器，我們可以將其頻率偏差增加n倍。

例如，假設調制器產生載波頻率為5 MHz、最大頻率偏差為±4 kHz的FM信號。通過應用×18倍頻，我們實現了載波頻率為5 MHz×18=90 MHz、頻率偏差為±4 kHz×18=72 kHz的FM波。這些值更接近商業調頻廣播的要求。

倍頻通常以×2或×3的步長進行。用于此的電路分別稱為倍頻器和三倍頻器。對于×18倍頻，我們可以級聯兩個三倍頻器和一個倍頻器，如圖3所示。

通過級聯兩個三元組和一個乘法器來實現18倍乘法器。

圖3 通過級聯兩個三倍頻器和一個倍頻器來實現×18乘法器

用非線性電路制作倍頻器

為了實現倍頻，輸入信號通過非線性組件饋送，該組件會使信號失真并產生諧波（輸入頻率的整數倍）。然后，帶通濾波器選擇所需的諧波頻率，并從輸出中去除不需要的頻率分量，包括基波。

圖4描繪了倍頻器的簡化模型，其中C類放大器用作非線性電路，調諧到二次諧波的LC諧振電路提供所需的帶通濾波。由于輸入FM波的載波頻率為5 MHz，因此輸出諧振電路被調諧到10 MHz。

圍繞C類放大器構建的倍頻器。

圖4 圍繞C類放大器構建的倍頻器

使用混音器進行頻率轉換

正如我們之前所觀察到的，倍頻器會提高FM波的載波頻率和頻率偏差。使用較大的乘法因子來實現目標頻率偏差可能會導致中心頻率遠高于我們的目標。在這種情況下，可以使用混頻器來降低載波頻率?；煲舨僮鞑粫绊戭l率偏差。

圖5是FM發生器的框圖，該發生器包括VCO后的倍頻器和混頻器，以獲得所需的載波頻率和頻率偏差。

一種直接調頻發生器，包括乘法器和VCO后的混頻器。

圖5 一種直接調頻發生器，包括乘法器和VCO后的混頻器

利用AFC提高頻率穩定性

直接FM生成通?？梢砸宰钚〉念l率倍增實現所需的頻率偏差。然而，直接方法往往存在頻率穩定性差的問題。為了解決這個問題，我們可以使用反饋回路來提供自動頻率控制（AFC）。

在AFC環路中，輸出FM波的中心頻率與晶體振蕩器產生的恒定頻率進行比較。然后，與頻率差成比例的誤差信號被反饋到振蕩器以校正差異。該系統如圖6所示。

使用鎖頻環來穩定中心頻率。

圖6 使用鎖頻環來穩定中心頻率

在圖6中，VCO的輸出與晶體振蕩器混合?；祛l器輸出端的差頻被提取并應用于鑒頻器。頻率鑒別器是一種將FM信號的頻率變化轉換為輸出端相應電壓幅度變化的電路。來自鑒頻器的信號用低通濾波器濾波，隨后用于調整壓控振蕩器。

頻率鎖定環

為了更好地理解AFC操作，讓我們考慮圖7中的頻率穩定回路。

頻率穩定回路的示例。

圖7 頻率穩定回路的示例

在這個例子中，VCO的輸出是載波頻率為5.1MHz的FM波。該頻率乘以3×2×3=18的總因子，產生91.8 MHz的輸出載波。×2乘法器的輸出也應用于混頻器，其載波頻率為5.1 MHz×3×2=30.6 MHz?；祛l器的另一個輸入由14.3 MHz的晶體控制振蕩器產生，然后是×2乘法器，產生28.6 MHz的穩定振蕩頻率。

混頻器在其輸出端產生兩個不同的頻率分量。一個頻率分量是輸入頻率的總和；另一個是輸入頻率之間的差異。圖7中的電路采用帶通濾波器來提取差頻分量。隨后，輸出被饋送到設置為差頻的鑒頻器中，在這種情況下，差頻為2 MHz。

上述反饋回路是頻率鎖定回路。它與鎖相環密切相關，這將在未來的文章中介紹。為了更深入地分析這種AFC配置，我推薦Donald T.Hess和Kenneth K.Clarke的《通信電路：分析與設計》一書。

調諧到2 MHz的鑒頻器的理想頻率-電壓響應如圖8所示。鑒別器產生與輸入頻率成比例的輸出電壓，提供與VCO相反的功能。

調諧到2 MHz的頻率鑒別器的理想頻率-電壓響應。

圖8 調諧到2 MHz的頻率鑒別器的理想頻率-電壓響應

請注意，當鑒別器的輸入為2 MHz時，鑒別器被調諧為產生0 V。在晶體振蕩器的穩定參考頻率下，2 MHz的差頻對應于VCO輸出端的預期載波頻率5.1 MHz。當生成目標載波頻率（fc=5.1 MHz）時，鑒別器提供0 V，反饋回路不會修改VCO。

當VCO處于所需的載波頻率時，反饋回路不會影響VCO。然而，如果振蕩頻率存在偏差，則環路在低通濾波器的輸出端輸出具有適當極性的直流電壓，以調整振蕩頻率并將其恢復到所需的載波頻率。

值得一提的是，頻率鑒別器后面的低通濾波器限制了反饋回路的帶寬，使其無法對消息信號引起的相對較快的頻率變化做出響應。相反，它只對主振蕩器的緩慢漂移做出響應。如果不是這樣，反饋回路將抵消消息引起的頻率變化，從而防止FM波的產生。

總結

在這篇文章中，我們通過探索倍頻器在增強頻率偏差方面的作用，擴展了我們對直接調頻生成的理解。我們還強調了非晶體振蕩器在保持載波頻率穩定性方面的局限性。正如我們所了解到的，實現自動頻率控制（AFC）電路對于解決這些限制并最大限度地減少中心頻率漂移至關重要。這一討論強調了精確頻率控制在有效產生FM波中的重要性。