1. 引言

電壓翻譯器，或有時稱為“電平轉換器”，允許不共享公共 V_CC 域的信號耦合。例如，從 1.0 V 設備生成的信號可能需要連接到 3.3 V 設備。在圖 1 中，FXLP34 電壓翻譯器可用于將 1.0 V 信號從設備 A 轉換為設備 B 的 3.3 V 信號。

2. 單向電壓翻譯

圖 1 的電壓翻譯在設計中簡單易于實現。只要翻譯器的 V_CCA 引腳與設備 A 的 V_CC 一致，翻譯器的 V_CCB 引腳與設備 B 的 V_CC 一致，并且 V_CCA 和 V_CCB 在各自的規定工作電壓范圍內；設備 B 會自動從設備 A 接收有效的 3.3 V 信號，即使設備 A 僅生成 1.0 V 信號。FXLP34 翻譯器在 V_CCB 等于 3 V 時提供 2.6 mA 的直流驅動。圖 1 的翻譯器僅限于從設備 A 到設備 B 的電平轉換。該翻譯器被視為單向的。一些電平轉換應用需要雙向功能，如圖 2 所示。

3. 雙向電壓翻譯

圖 2 的 FXLH1T45 翻譯器提供雙向電平轉換，方向由 DIR 引腳決定。如果 DIR 為低，設備 B 向設備 A（接收器）發送。如果 DIR 為高，設備 A 向設備 B（接收器）發送。為了最小化總線爭用，設備 A 和設備 B 應在方向變化期間禁用（3 狀態）各自的 I/O 引腳。FXLH1T45 在輸出 V CC 等于 3 V 時提供 18 mA 的直流驅動。圖 2 的雙向翻譯器在某種程度上是有限的，因為方向控制的負擔在設備 A 或設備 B 之間。這個限制導致了圖 3 中“自動方向”翻譯器的創新。

圖 1. FXLP34 單向翻譯器

圖 2. FXLH1T45 雙向翻譯器

圖 3. FXLA101 自動方向總線保持翻譯器

圖 3 的自動方向翻譯器不需要方向引腳。它通過專有的總線保持電路在設備 A 和設備 B 之間執行自動雙向電平轉換。

4. 總線保持

圖 4 說明了總線保持電路的基本功能。基本上，動態驅動器是一個強驅動器，電流在 20 mA 到 30 mA 之間（取決于 V CC），在檢測到 A 或 B 上的低到高或高到低邊緣后，暫時開啟約 10 到 40 ns。在動態驅動器關閉（超時）后，一個較弱的驅動器保持動態驅動器之前傳遞的狀態。這個弱的總線保持驅動器保持這個狀態，直到下一個外部 A 或 B 側的低到高或高到低轉換被感知。通常，需要 500 μA 的外部源或吸收電流來通過外部設備覆蓋總線保持。強大的動態驅動器快速充電和放電電容傳輸線。這個動態驅動器設計用于驅動 50 pF。在總線保持狀態下關閉動態驅動器時，功耗最小化，I CC 小于 10 μA。

圖 4. 總線保持框圖，單通道

圖 5 顯示了總線保持自動方向架構的詳細視圖。當 OE = high時，A 和 B 上的邊緣檢測器感知任何端口的轉換，以覆蓋當前保持的狀態。當一個邊緣檢測器感知到轉換時，這個邊緣檢測器關閉另一個邊緣檢測器，設置適當的方向，然后觸發該方向的動態驅動器。這個動態路徑由圖 5 中的橙色箭頭表示。動態驅動器開啟約 10 ns 到 40 ns。當動態驅動器關閉且輸出狀態改變時，“保持器”繼續以 100 μA 到 500 μA 的弱驅動強度保持此狀態，具體取決于參考的 V_CC。這個保持路徑或循環由實心橙色箭頭表示。在這個保持狀態下，兩個邊緣檢測器都會被啟用。當 OE = low時，A 和 B 彼此斷開，兩個邊緣檢測器都被禁用。A 和 B 由“保持器”保持在其當前狀態。這些保持路徑或循環由實心綠色箭頭表示。

總之，A 和 B 上的“保持器”是負責保持當前電壓狀態的弱驅動器。A 和 B 端口的動態驅動器（帶超時）是負責強力驅動由邊緣檢測器電路感知的新狀態的強驅動器。MUX 負責改變總線保持的所有權。當啟用時，A 保持 B 端口，B 保持 A 端口。如果禁用，A 保持 A 端口，B 保持 B 端口。

圖 5. 總線保持框圖詳細圖，單通道。

強輸出驅動器在LH / HL轉換期間的強度由圖6中的動態輸出電流HIGH / LOW (IOLH, IOHD)圖捕獲。由于強輸出驅動器僅在LH/HL轉換期間開啟，因此實際驅動電流難以直接測量。用以下公式近似驅動電流：

其中 C_IO = 典型的集中電容，V_CCO 是輸出驅動器的供電電壓。圖6描繪了具有4 pF集中負載電容的自動方向總線保持架構的典型動態輸出電流。總線保持動態驅動器設計為驅動最小50 pF。

圖6. 自動方向總線保持的動態輸出電流

除了上述AC參數 (I_OHD 和 I_OLD) 外，還有三個與總線保持電路相關的基本DC參數：

1. I_I(HOLD) : 總線保持輸入最小驅動電流

2. I_I(ODH) : 總線保持輸入過驅高電流

3. I_I(ODL) : 總線保持輸入過驅低電流

指定總線保持驅動器可以源/吸收的最小電流量。總線保持最小驅動電流 (I_IHOLD) 依賴于 V_CC，并在數據表的DC電氣表中保證。其目的是在動態驅動器超時后保持有效狀態，但在建議數據轉換時可以被覆蓋。

指定在方向變化時，外部設備所需的最小電流量以過驅總線保持。總線保持過驅 (I_IODH, I_IODL) 依賴于 V_CC，并在數據表的DC電氣表中保證。

5. 自動導向混合驅動架構

自動方向總線保持架構非常適合推/拉驅動器環境，不應在使用上拉電阻的開漏環境中使用。上拉電阻與總線保持電路沖突，導致不必要的行為。為了在使用上拉電阻的開漏環境中提供自動方向特性，需要如圖7所示的混合驅動器架構。

圖7. 混合驅動器框圖，單通道

I2C 是開漏電平轉換的非常常見應用，并且是混合驅動器架構設計的推動力。FXMA2102 I 2 C / SMBUS翻譯器 (圖8) 使用圖7的混合驅動器。

6. 混合架構工作原理及I2C應用

FXMA2102專為高性能電平轉換以及I2C應用中的緩沖/中繼而設計。圖7顯示，每個雙向通道包含兩個串聯的N型通路開關和兩個動態驅動器。這種混合架構在I2C應用中極為有益，尤其是在需要自動方向切換的場景中。例如，在以下三種I2C協議事件中，總線方向需要在主機和從機之間切換，且不會出現邊沿：

• 時鐘拉伸（Clock Stretching）

• 從機的ACK位（第9位 = 0）跟隨主機的寫位（第8位 = 0）

• 時鐘同步和多主仲裁（Clock Synchronization and Multi-Master Arbitration）

如果在主機和從機之間存在一個I2C轉換器，那么在A和B端口均為低電平時，I2C轉換器必須改變方向。N型通路開關可以非常高效地完成這一任務，因為當A和B端口均為低電平時，N型通路開關在兩個端口（A和B）之間充當低電阻短路。由于I2C采用開漏拓撲結構，I2C主機和從機并非推挽驅動器。邏輯低電平是“拉低”（I sink），而邏輯高電平是“釋放”（3態）。例如，當主機釋放SCL（SCL始終來自主機）時，SCL的上升時間主要由RC時間常數決定，其中R = R_PU（上拉電阻），C = 總線電容。如果在此示例中將FXMA2102連接到主機，并且在B端口有一個從機，那么在任一端口的V_CC/2閾值達到之前，N型通路開關會在兩個端口之間充當低電阻短路。在RC時間常數達到任一端口的V_CC/2閾值后，端口的邊沿檢測器會觸發兩個動態驅動器，分別驅動其端口從低電平到高電平（LH）方向，加速上升沿。最終的上升時間類似于圖9中的示波器截圖。實際上，在上升時間中出現了兩個不同的斜率。第一個斜率（較慢）是總線的RC時間常數。第二個斜率（快得多）是動態驅動器加速邊沿的結果。如果轉換器的A和B端口均為高電平，則由于兩個N型通路開關均關閉，A和B端口之間存在高阻抗路徑。如果主機或從機設備決定將SCL或SDA拉低，該設備的驅動器會將SCL或SDA拉低（I sink），直到邊沿達到A或B端口的V_CC/2閾值。當任一A或B端口閾值達到時，端口的邊沿檢測器會觸發兩個動態驅動器，分別驅動其端口從高電平到低電平（HL）方向，加速下降沿。自動方向混合驅動架構旨在驅動最小400 pF的負載。400 pF是I2C段的最大電容。圖9中的FXMA2102示波器截圖顯示，在600 pF的集中負載和2.2 kΩ的外部上拉電阻下，（30% - 70%）的上升時間為112 ns。根據I2C規范，快速模式（400 kHz）下的最大上升時間為300 ns，因此FXMA2102是I2C應用的有力選擇。

有關FXMA2102 I2C轉換器的更多信息，請參閱應用說明AN-9718。

圖9. 混合驅動器示波器截圖（600 pF || 2.2 kΩ）

7. 混合架構和推挽

雖然總線保持自動方向架構不能用于開漏環境，但混合驅動架構可以用于開漏環境以及推挽環境，只要在A側和B側IO上存在上拉電阻。

本說明討論了三種不同的雙向電平轉換架構：

? 帶方向引腳的雙向

? 帶總線保持的自動方向

? 帶混合驅動的自動方向

在討論的三種雙向電平轉換架構中，開漏環境中的自動方向混合是最慢的。這是由于在邊緣速率加速器觸發之前，固有的帶寬限制，LOW到HIGH轉換的RC時間常數。考慮到推挽環境，所有三種雙向架構表現出相似的帶寬，主要受各自V CC轉換組合的限制。大多數翻譯器數據表發布最大數據速率與V CC組合。最壞情況下的數據速率通常是在V CCA/B處于其最低額定值時。

在某些情況下，應用可能需要非常快的方向變化延遲。兩種自動方向架構；總線保持和混合，提供較慢的“方向變化時間”（典型為40 ns）與需要方向引腳的雙向架構（典型為4 ns）相比。如果快速方向時間至關重要，并且系統可以提供方向引腳控制，那么帶方向引腳的雙向架構可能是比自動方向架構更好的選擇。例如，圖10中的應用說明了一個專有的芯片到芯片接口，其中時鐘需要在60 MHz下從1.2 V轉換到3.3 V的單向電平轉換。同時，數據信號需要在60 Mbps（30 MHz）下雙向從1.2 V轉換到3.3 V。方向變化需要在一個時鐘周期內或16.7 ns內發生。對于該應用，FXL2TD245是比總線保持型自動方向翻譯器（如FXLA102）更好的選擇，因為FXL2TD245的方向變化速度更快。

圖10. 專有芯片到芯片60 MHz三線接口

圖11中顯示的仿真（最壞情況慢過程和?40 °C溫度）摘錄，假設負載為5 pF||10 kΩ，揭示FXL2TD245在一個16.7 ns時鐘周期內成功改變方向。

圖11. 專有芯片到芯片接口方向變化時序

8. SIM卡應用

圖12是集成LDO的FXL4555 SIM卡控制器/翻譯器的框圖。VSEL引腳控制卡口電壓為1.8 V或3 V，具體取決于插入的SIM卡。根據ISO7816-3 SIM卡規范，I/O通道是雙向開漏，而CLK和RST通道是單向推/拉。因此，FXLP4555設計有兩個單向翻譯器用于CLK和RST，以及一個混合自動方向翻譯器（帶內部上拉電阻）用于I/O通道。

圖12. FXLP4555 SIM卡控制器/翻譯器

自動方向總線保持架構適用于推挽應用，例如SPI。自動方向總線保持架構不推薦用于使用上拉電阻的開漏環境。

9. SPI 應用

圖13是FXLA104 SPI翻譯器的框圖。SPI是一種4位、非開漏的芯片對芯片通信協議，通常運行在5 MHz – 20 MHz。與I2C和SMBUS相比，SPI速度更快，但使用更多引腳，并且每個從設備需要專用的從設備選擇（SS）引腳。I2C和SMBUS運行速度較慢（400 kHz），但只使用兩個引腳，并且可以級聯多個從設備以及多個主設備。根據V_CC組合，FXLA104將SPI應用的電平從1.1 V – 3.6 V的20 MHz提升到70 MHz。

圖13. FXLA104 SPI翻譯器