一、引言

熱插拔控制器用于安全地將電源插入到運行中的系統中，而不會導致可能損壞或破壞總線系統的高涌入電流。熱插拔控制器還提供對短路和過電壓/欠電壓情況的保護。實質上，它使“熱插拔”成為可能，即在系統總線通電的情況下可以更換電源。現有的熱插拔控制器設計用于低電壓應用，電壓高達100 V。當高電壓（400 V至800 V）系統是必要的，以滿足如數據中心用于AI計算等應用的更高功率需求時，需要合適的解決方案。圖1顯示了系統拓撲的一個示例。

圖1. 簡化框圖

本應用說明將重點介紹onsemi EliteSiC組合JFET用于熱插拔應用，包括優勢、工作模式描述、設計實踐和測試結果等。

EliteSiC JFET 基于設備JFET是最簡單的場效應晶體管（FET）設備，具有直接的漏極到源極電流路徑。這種簡單的結構提供了最低的導通電阻，并且沒有影響可靠性的柵極電荷陷阱或表面電流。圖2顯示了JFET的結構。JFET是一個常開設備，這意味著在沒有施加負柵極偏置的情況下，設備是開啟的。要切換或保持其關閉，需要施加負電壓（低于其閾值電壓）。

圖2. JFET結構（左：結構，右：符號）。

onsemi提供兩種基于SiC JFET的常關設備類型：

? CJFET（級聯JFET），碳化硅（SiC）JFET

? Combo JFET，碳化硅（SiC）組合JFET

CJFET利用低電壓MOSFET和JFET的級聯配置。MOSFET作為JFET源的開關，而JFET的柵極連接到MOSFET的源。該配置的電路圖和符號可以在圖3中找到。

圖3. CJFET結構

當低電壓MOSFET的柵源電壓（VGS）高于其閾值電壓時，MOSFET開啟。當JFET源連接到MOSFET漏極且其柵極連接到MOSFET源時，由于VGS_JFET超過其閾值，JFET被開啟。相反，當MOSFET的VGS較低（且處于關閉狀態）時，施加在CJFET上的外部電壓將增加MOSFET的VDS，直到超過JFET的閾值電壓，從而關閉JFET并使CJFET能夠阻擋高電壓。CJFET主要用于高頻開關模式應用。

Combo JFET與CJFET的級聯配置相似，但有一個關鍵區別，即JFET的柵極可以外部訪問。對JFET柵極的外部訪問提供了幾個優點，包括：? 通過過驅動降低導通電阻? 增加線性模式控制的穩定性? 可調的開關速度以減少過沖并便于并聯? 監測結溫的能力

對于熱插拔等電路保護應用，線性模式穩定性和可調開關速度至關重要。這就是為什么推薦Combo JFET用于熱插拔應用。圖4顯示了Combo JFET的符號。

圖4. Combo JFET符號

詳細信息請參見UM70113 - JFET和Combo JFET用戶指南

Combo JFET在熱插拔應用中的優點低Rds(on)：低導通電阻在正常操作期間最小化電壓降和功耗，當功率FET完全開啟時。基于JFET的設備具有比MOSFET設備更低的Rsp，下面的圖顯示了不同技術之間的原因和測試的RdsA。

圖5. JFET和MOSFET之間的結構和RdsA比較。

二、強安全操作區域 (SOA)

在熱插拔過程中，功率FET兩端的電壓最初完全是直流鏈接總線電壓，并在直流鏈接電容器完全充電時降至零電壓。為了保持功率FET的結溫在規格范圍內，充電電流通常相對于其正常工作電流非常低。這種操作可能會導致現代功率FET的熱不穩定性問題。熱穩定性由轉移曲線上正溫度系數區域的大小來定義。下圖顯示了1200 V/7 m  JFET和MOSFET的轉移曲線示例。明顯可以看出，SiC JFET的PTC區域相對小于SiC MOSFET。

圖6. SiC JFET和SiC MOSFET的轉移曲線

電流限制：熱插拔功率FET需要限制電流以確保系統和自身的安全。熱插拔應用有兩種電流限制場景：啟動（直流鏈接電容器預充電）和過流保護（OCP）。圖7顯示了啟動和OCP電流限制的工作條件。

圖7. 啟動涌入電流和過流保護。

Combo JFETs 可以在電流限制（線性模式）穩定性下工作，它們已與熱插拔控制器在 400 V 和 800 V 系統中進行了測試。圖 8 說明了 Combo JFETs 在啟動和過流保護（OCP）期間的線性模式操作的工作原理。

圖 8. Combo JFET 啟動和 OCP 期間的工作原理

門驅動電壓兼容性：大多數熱插拔控制器的門偏置電壓在 10 V 到 12 V 之間，功率半導體的門驅動電壓需要與熱插拔控制器兼容。由于低電壓硅 MOSFET 門輸入，Combo JFET 與所有熱插拔控制器具有通用的門兼容性。圖 9 顯示 10 V ? 15 V 的門電壓可以使 Combo JFET 完全導通。

圖 9. Combo JFET 不同門電壓下的典型輸出 V/I 曲線（1200 V/9 m 設備示例）

三、熱插拔控制方法

熱插拔控制器感測電流輸出和輸入/輸出電壓以進行控制，請參考控制器以獲取詳細信息。在本應用說明中，我們將討論涌入控制方法，因為涌入或啟動階段對功率器件的壓力更大。限制涌入電流有兩種典型方法，一種是 dv/dt 控制/模式，另一種是主動電流限制。

帶外部 Cgd 的 dv/dt 控制

恒定輸出電壓斜率（dv/dt）可以控制涌入電流值，限制的電流水平由以下公式定義：

功率 FET 的 dv/dt 在門到源電壓處于閾值水平時由恒定的門驅動電流控制。

這恒定柵極驅動電流控制功率FET dv/dt 通過 Cgd，遵循：

基于 (公式 1) 和 (公式 2) 突入電流定義為公式 3。

熱插拔控制器在 5 μA – 20 μA 水平提供恒定柵極驅動電流。外部 Cgd 可能是必要的，以保持突入電流在不同負載電容水平下處于功率 FET SOA 內。離散解決方案如圖 10 所示，模擬結果如圖 11 所示。此處演示了級聯結構，Q1 是 SiC JFET，Q2 是低壓 MOSFET。onsemi 提供單獨的 JFET 和 LV MOSFET，或組合 JFET，將兩個芯片封裝在一個包中。

圖 10. 離散 dv/dt 控制原理圖

圖 11. dv/dt 控制仿真結果

連續電流閉環模式：控制器感測負載電流；此感測電流反饋到恒定電流控制環路，并與電流設定值進行比較。感測電流與設定電流值之間的差異被放大以驅動功率 FET 柵極。在 JFET 的漏極和 LV MOSFET 的柵極之間仍然需要一定水平的外部 Cgd 以穩定控制。離散設計如圖 12 所示，以展示電流閉環控制的原理。

圖12. 電流閉環控制框圖

不連續電流閉環模式：電流閉環控制需要足夠的電流感應分辨率以準確控制電流，因此存在最小可控電流水平。如果最小可控電流水平高于SOA能力，則可以使用不連續模式（升壓模式）方法。不連續模式意味著電流處于最小可控水平，具有一定的脈沖長度（在SOA范圍內），并在兩個主動電流脈沖之間有一定的冷卻時間。該方法平衡了電流控制分辨率和SOA限制。

四、設計實踐

熱能力：保持結溫在規范范圍內的最大允許功率損耗由熱阻抗和環境溫度決定（公式4）。

公式4中的Z JA是從器件結到環境的阻抗。熱堆棧如圖13所示。從結到外殼的熱阻抗（Z JC）被表征并在數據表中以不同脈沖持續時間的曲線顯示。從外殼到環境的熱阻抗（Z CA）應由應用設計師進行表征。

圖13. 熱阻抗

RC熱模型（Foster或Cauer）是功率FET熱阻抗的等效表示，以支持在SPICE模擬器中使用的計算或仿真。Foster模型適用于SiC組合JFET。圖14顯示了熱瞬態曲線和Foster RC網絡。

圖14. UG4SC075009K4S熱阻抗

圖15指示了包括外殼到環境的熱模型的結溫仿真。Ploss是模擬器中的電流源，表示功率FET的瞬時功率損耗，TA是表示環境溫度的電壓源。

圖15. 熱模型（Foster）。

案例到環境熱阻和電容影響結點溫度，進行SPICE仿真以顯示基于UG4SC075009K4S和表1中的條件。

表1.

仿真（圖16）顯示在特定的案例到環境熱阻抗（Rth_CA = 5 K/W和Cth_CA = 0.1 Ws/K）下，基于UG4SC075009K4S的啟動電流限制操作期間的結點溫度。

圖16. 結點溫度仿真結果

圖17顯示了不同案例到環境熱阻和電容的仿真結果。從這些仿真結果來看，當熱電容足夠高（>0.2 Ws/K）時，熱阻的容忍度很高（從5 K/W到20 K/W）在啟動期間。

圖17. 不同案例到環境熱阻抗的Tj仿真結果

散熱器的熱阻由給定設計的氣流決定，熱電容可以用（公式5）計算：

熱界面材料（TIM）被視為Z CA的一部分，實際熱阻抗應通過測試測量。

熱穩定性：功率FET的SOA曲線可能顯示不同脈沖寬度和外殼溫度下的理想化漏源電壓（VDS）和漏電流（ID）曲線。

圖18. SOA曲線 ? 恒定功率線

當功率FET導通時，基本上有兩種不同的操作模式：

? 歐姆區：V_DS 值遵循I_D x Rds(on)的規則

? 線性模式區：V_DS 值與I_D 無關，V_DS 由外部電路決定，I_D 由V_GS 控制（I_D = k(V_GS ? V_TH ) 2 ）

與相同的電流水平，當功率器件在線性模式下工作時，其功率損耗顯著高于在歐姆模式下工作時。用于浪涌電流限制的功率FET將相對較長時間進入線性模式，與其熱瞬態時間相比。這就是為什么預充電電流通常較小，必須根據環境和熱能力在安全工作區（SOA）內，特別是之前討論的熱電容。然而，實際部件在高V_DS區域可能表現出不同的行為，實際SOA上的電流與恒定功率線相比更小。這種現象被稱為“Spirito效應”，是由于局部熱點的形成。功率FET的轉移曲線顯示了在給定結溫和漏源電壓（V_DS）下，漏電流（I_D）作為柵源電壓（V_GS）的函數。圖18顯示了onsemi第四代SiC JFET的典型轉移曲線。在不同結溫下，兩條曲線之間存在交叉點。在這個點上，當結溫變化時，漏電流不會改變，這意味著溫度系數為零（ZTC）。在這個點以下，由于結溫升高，漏電流變得更高，可能會形成熱點。芯片上的更熱區域集中更多電流，導致進一步加熱，并可能因局部區域的熱失控而失效。AND90317 - SiC JFET在主動模式應用中顯示了基于轉移曲線和熱瞬態的穩定性分析方法。

圖19. SiC JFET轉移曲線

當功率損耗增加超過功率可以熱散失的能力時，就會發生熱失控。

? P_loss(t) / ? T_J(t) ≥ ? P(t) / ? T_J(t) (公式6)

其中 P_loss(t) = I_D(t) * V_DS(t) 和 ? T_J(t) = ? P(t) / Z(t)，熱穩定性的條件可以表示為：

? I_D(t) / ? T_J(t) ≥ 1 / Z(t) * V_DS(t) (公式7)

對于熱插拔應用，所有參數都會變化，包括不同的結溫、時間或電壓。因此，通過測試實際設計進行驗證比基于公式6和7的理論分析更可靠。

測試結果

組合JFET（UG4SC075011K4S）在熱插拔控制器下測試，用于將330μF電容器充電至400V，充電電流為160mA，完全充電的時間為800毫秒。

圖20. 熱插拔啟動測試結果