一、為什么需要放大電路？

放大電路是模擬電子系統的核心基礎，其核心價值是解決 “信號幅度不足” 與 “能量轉換” 的核心問題，適配從傳感器信號調理到通信、音頻等各類硬件場景，具體必要性可從 4 個維度理解：

1. 放大微弱原始信號，滿足后續處理需求

絕大多數自然信號（如傳感器輸出、射頻接收信號、麥克風電信號）均為毫伏級甚至微伏級微弱信號，遠低于后續電路（AD 轉換器、執行器、顯示模塊）的識別或驅動閾值。例如工業測控中，壓力傳感器輸出僅 0.1~1mV 信號，需通過放大電路提升至 1~5V 標準量程，AD 轉換器才能精準采樣；收音機天線接收的射頻信號衰減后僅微伏級，經高頻放大電路放大后，才能進入解調環節還原聲音信號。

2. 實現能量轉換與負載驅動

放大電路的本質是能量控制與轉換—— 通過半導體器件（三極管、運放）的控制作用，將直流電源的能量轉化為負載所需的信號能量，解決 “微弱信號無法驅動負載” 的問題。比如音頻系統中，放大后的電信號需驅動揚聲器振動發聲，繼電器、電機等執行器也需足夠功率的放大信號才能動作，這是原始微弱信號無法直接實現的。

3. 優化信號傳輸與抗干擾能力

微弱信號在傳輸過程中易被噪聲、電磁干擾淹沒，且信號衰減嚴重（尤其高頻場景）。放大電路可在信號源近端放大信號幅度，提升信噪比，減少傳輸過程中的干擾影響。例如 5G/6G 高頻通信中，毫米波信號衰減劇烈，需通過寬帶放大電路補償衰減，同時保證信號線性放大，避免失真影響通信質量（呼應前文運放噪聲控制與帶寬優化需求）。

4. 適配電路阻抗匹配與性能優化

放大電路可通過拓撲設計（如串聯 / 并聯負反饋）調整輸入 / 輸出阻抗，實現信號源與負載的阻抗匹配，減少信號反射與損耗。例如高阻抗傳感器（如壓電傳感器）需搭配高輸入阻抗放大電路（CMOS/JFET 運放構成），才能避免信號衰減；電壓型負載則需低輸出阻抗放大電路，保證帶載后電壓穩定。

二、放大器放大倍數

放大倍數（增益）指輸出信號與輸入信號的幅值比，運放電路中需區分“信號增益”與“噪聲增益”，二者直接影響電路性能與噪聲傳遞效率。

1. 基本放大倍數計算（運放核心拓撲）

運放放大電路主要分為同相、反相兩種拓撲，放大倍數公式固定，且與反饋電阻密切相關（電阻值同時影響噪聲，呼應后文電阻熱噪聲知識點）：

同相放大電路：這既是信號增益，也是噪聲增益（同相拓撲中二者相等）。

反相放大電路：信號增益絕對值與同相拓撲對應值一致，但輸入阻抗更低，需兼顧阻抗匹配與噪聲控制（避免大電阻引入熱噪聲）。

2. 噪聲增益與信號增益的關聯

噪聲增益決定運放固有噪聲（電壓/電流噪聲）的放大倍數，多數場景下與信號增益一致，但需注意特殊情況：

無額外濾波時，同相、反相拓撲的噪聲增益與信號增益相等，即運放自身噪聲會被按信號增益倍數放大（前文案例中2497nV輸入電壓噪聲，經101倍增益放大后，貢獻252μV輸出噪聲）。

加入反饋濾波電容（如后文實驗2），會改變高頻段的噪聲增益，同時降低電路帶寬，間接減少寬帶噪聲的影響（帶寬與噪聲正相關，帶寬越窄，寬帶噪聲越小）。

3. 放大倍數與帶寬的平衡（增益帶寬積GBW）

運放存在固定的“增益帶寬積”（GBW），意味著放大倍數與帶寬成反比：放大倍數越大，閉環帶寬越小，反之亦然。

對于單極點響應，開環增益以6 dB/倍頻程下降。這就是說，如果我們將頻率增加一倍，增益會下降兩倍。相反，如果使頻率減半，則開環增益會增加一倍，結果產生所謂的增益帶寬積。下表就是運放OPA376的datasheet中給出的增益帶寬積典型值5.5MHz。

比這個表格中的參數更有用的是運放的開環增益曲線，如下圖是OPA376的datasheet中給出的開環增益曲線.

在一些資料中也常看到運放的單位增益帶寬，它是指運放增益為1時的-3dB帶寬（上圖把它標出來了），它與運放的增益帶寬積從數值上是相等的，雖然名稱不同。下面我們往深處刨一下圖中的曲線，先觀察增益曲線，它在1Hz左右有一個拐點，從這個拐點之后，運放的開環增益開始以-6dB/2倍頻程（或-20dB/十倍頻程）下降。正是由于這個拐點的存在，才使得運放有了增益帶寬。這與理想運放中的開環增益是無窮大是不一樣的。

這一特性直接影響噪聲表現：帶寬越小，寬帶噪聲貢獻越低（前文1/f噪聲忽略條件也與帶寬相關）。如后文實驗中，OPA211高GBW運放，在放大倍數不變時，通過濾波降低帶寬，實現19倍降噪。

4. 放大倍數設置的設計原則（結合低噪聲需求）

避免盲目追求高放大倍數：過高增益會壓縮帶寬，同時放大噪聲（包括運放固有噪聲與電阻熱噪聲），需結合信號幅度需求設定（如傳感器信號從1mV放大至1V，增益1000倍即可，無需冗余）。

多級放大電路中，第一級分配高增益（前文簡化技巧5）：既能保證信號幅度，又能讓第一級低噪聲特性主導，后級低增益電路的噪聲影響可忽略，兼顧降噪與帶寬。

5. 如何確定放大器的放大倍數？

放大倍數的確定需圍繞“信號需求+性能平衡”，結合前文噪聲、帶寬等指標，按以下步驟推導，確保適配實際應用場景：

先滿足信號幅度需求：根據輸入信號幅值與后續模塊（AD轉換器、執行器、負載）的需求閾值計算最小增益。例如傳感器輸出0.2~2mV信號，AD轉換器輸入量程為0.2~2V，需至少1000倍增益；若后續有濾波衰減，可預留10%~20%增益冗余（如1100~1200倍）。

結合增益帶寬積（GBW）約束上限：由運放GBW參數確定最大可用增益。OPA627 GBW為16MHz，若處理1kHz信號，最大增益約16000倍，遠滿足101倍需求；若處理100kHz信號，最大增益僅160倍，需避免增益超過此上限（否則帶寬不足導致信號失真）。

兼顧噪聲與電阻選型：增益越大，運放固有噪聲（電壓/電流噪聲）和電阻熱噪聲被放大的倍數越高。需確保放大后總噪聲低于后續模塊的噪聲容忍閾值（如AD轉換器噪聲底），同時通過減小反饋電阻控制熱噪聲（前文建議＜10kΩ），避免增益與噪聲矛盾。

預留線性度與動態范圍余量：增益需控制在運放線性工作區，避免接近電源軌（導致飽和失真）。例如運放供電±15V，輸出最大線性幅值±13V（扣除飽和余量），若輸入信號峰峰值2mV，最大安全增益為6500倍（13V/2mV），需低于此值以保證線性度。

6. 放大倍數太大的問題及多參數平衡

放大倍數超出合理范圍時，會引發一系列性能劣化，需針對性平衡增益與各項指標：

增益帶寬積失衡，帶寬不足：按GBW守恒原則，增益越大，閉環帶寬越小。若帶寬低于信號最高頻率，會導致高頻信號衰減、相位失真（如前文實驗中高增益下僅能覆蓋低頻信號）。解決方式：選用更高GBW運放（如OPA211 GBW 80MHz，優于OPA188的2MHz），或采用多級放大（第一級高增益、第二級展寬帶寬）。

噪聲被過度放大，信噪比惡化：運放固有噪聲（如OPA627的4.5nV/√Hz）和電阻熱噪聲會隨增益同步放大，若噪聲增益過高，會掩蓋有效信號。前文OPA627案例中，增益101倍已讓電阻熱噪聲（2010nV）貢獻顯著，若增益提升至1000倍，總噪聲會達32mVrms，遠超信號幅度。解決方式：優先選用低噪聲運放，減小反饋電阻，或通過濾波限制帶寬（降低寬帶噪聲）。

線性度下降，失真加劇：高增益易使運放接近輸出飽和區，進入非線性工作區，導致諧波失真（THD）增大，同時積分非線性（INL）誤差被放大。例如高增益下，運放輸入失調電壓的影響會被放大，引發靜態誤差。解決方式：選用高線性度運放（如零漂移運放OPA333），降低增益并預留線性余量，或引入負反饋穩定線性工作區。

動態范圍壓縮，抗干擾能力弱：高增益會讓輸出信號更容易觸及電源軌，導致動態范圍縮小，無法容納信號峰值（如傳感器突發峰值信號），同時對電源波動、共模干擾更敏感（PSRR、CMRR指標的影響被放大）。解決方式：采用更高電壓供電擴展動態范圍，優化電源濾波抑制干擾，或在反饋回路加入鉗位電路限制輸出幅度。

7. 放大倍數太小的問題

放大倍數不足同樣影響系統性能，核心問題集中在信號完整性與后續處理可行性：

信號幅度不足，后續處理失效：微弱信號未被充分放大，可能低于后續模塊（AD轉換器、比較器）的識別閾值，導致采樣失真、觸發失敗。例如0.1mV傳感器信號僅放大10倍（1mV），低于AD轉換器1mV分辨率下限，無法精準采集。

信噪比降低，易被噪聲淹沒：信號幅度遠低于系統噪聲（如電磁干擾、儀器噪聲），導致有效信號被掩蓋。前文提到“噪聲與信號疊加后按平方和計算”，若信號幅度不足，噪聲占比會顯著提升，后續無法通過濾波恢復信號。

負載驅動能力不足：小增益下，運放輸出能量有限，無法驅動揚聲器、繼電器等負載（需足夠功率增益），同時帶載后電壓衰減明顯（輸出阻抗相對負載占比增大）。解決方式：增加后級功率放大電路，或選用低輸出阻抗運放，提升帶載能力。

綜上，放大倍數的核心設計邏輯是“夠用即止、多維平衡”——以信號幅度需求為基礎，以GBW、噪聲、線性度為約束，通過多級放大、濾波優化、運放選型，實現性能與成本的最優解，這也與后文噪聲仿真實驗、低噪聲設計建議形成閉環。