1 引言

提高逆變器開關頻率有助于減小濾波器體積和用高頻變壓器來代替體積和重量很大的低頻變壓器，減小變壓器體積和重量，實現逆變器的小型化和輕量化。但是功率開關器件的高頻開關帶來了開關損耗比較嚴重。高頻脈沖直流逆變器既具有高頻環節逆變器的優點，又能夠實現逆變器的軟開關，是性能較好的高頻環節逆變器[1][2][3][4]。與其它的直流變換器比較，推挽正激直流變換器具有以下幾個特點[5][6]：①功率開關關斷時漏感引起的漏源尖峰電壓被箝位在2Ui，省去了緩沖電路，提高了變換效率；②輸入電流ii的脈動量減小，降低了輸入濾波器的體積和重量；③高頻變壓器磁芯雙向對稱磁化，功率管承受一半的輸入電流，兩倍輸入電壓。因此，在低壓大電流輸入逆變場合，推挽正激DC-DC變換器將是單向電壓源高頻環節逆變器理想的前置級電路拓撲。采取適當的控制方案把他們有效的結合起來，則可以為低壓中大功率場合的逆變器尋找一種理想拓撲。

圖1 推挽正激式高頻環節逆變器電路拓撲

2 電路拓撲

推挽正激式高頻環節逆變器，由推挽正激DC-DC變換器、吸收回路和DC-AC逆變橋級聯而成，如圖1所示。前級推挽正激DC-DC變換器， 先將不穩定的輸入電壓Ui變換成后級DC-AC逆變橋所需要的高頻脈沖直流電壓udo，經過尖峰吸收回路后，后級DC-AC逆變橋再將其變換成所需要的穩定正弦交流輸出電壓uo。

3 控制方案

3.1 級聯式控制

該控制方案如圖2所示在這種控制方案下，前級推挽正激直流變換器采用電壓型控制，輸出平均值恒定的高頻脈沖直流電壓ud0。后級逆變器采用電壓電流雙閉環控制，選擇在直流母線電壓過零點進行開關以實現軟開關。該控制方案實現軟開關簡單，但具有以下幾點缺點：①負載擾動變化在前級的直流變換器的閉環反饋之外，在負載變化時前級控制器反映較慢。②后級為了實現零電壓開關需要選擇電壓過零點，這種離散脈沖控制方式引入了控制滯后問題，增加了輸出電壓諧波，增大了濾波器體積。③后級的逆變橋在能量回饋的時由于直流母線電壓不能回零依然工作于硬開關狀態。

圖2 級聯式控制方案

3.2 SPWM控制

該控制方案如圖3所示，該控制方案的閉環反饋把負載擾動包括在內，能對負載擾動做出快速反映，且SPWM控制輸出電壓諧波頻率固定，輸出濾波器設計簡單，后級逆變橋基本上工作于低頻開關狀態，開關損耗低。該控制方案的原理為：輸出電壓與給定電壓相比較后的信號經過電壓調節器的輸出信號作為電流的給定信號。檢測濾波電感的電流信號與給定電流信號相比較后的信號經過電流調節器的輸出信號與三角載波相交截,產生SPWM 波來控制S1, S1控制信號經過延時后的信號來控制S2。這樣推挽正激電路輸出為SPWM 高頻直流脈沖電壓,也就是逆變橋的母線電壓為SPWM 高頻直流脈沖。經全橋逆變電路選擇所需的脈沖,濾波之后得到正弦波。全橋逆變器功率開關管S4 、S5 ，S6、S7分別互補工作。無能量回饋的時候，所有逆變橋功率開關器件按輸出電壓頻率開關，當輸出電壓為正電壓時,S4，S7 導通；輸出為負電壓時候,S5，S7 導通。當有能量回饋時候，由于SC 反并的二極管導通,逆變器母線電壓被鉗制為Ce 的電容電壓。因此,逆變器母線電壓不能周期性回零,逆變器工作在硬開關狀態。此時S4 、S5 高頻互補工作,S6，S7低頻互補工作。當輸出電壓為正而濾波電感電流為負時,S7 一直開通,如果此時SC控制信號為高電平則S4開通，如果SC控制信號為低電平，則S5開通；當輸出電壓為負而濾波電感電流為正時，S6一直開通，如果此時SC控制信號為高電平則開通，如果SC控制信號為低電平，則S4開通。整個系統控制信號如圖4所示。

圖3 SPWM控制方案

圖4 SPWM控制方案控制信號圖

4逆變器工作分析

采用SPWM控制方案明顯優于級聯式控制方法，其逆變橋將工作于低頻開關狀態。逆變橋穩態工作時，在一個輸出電壓周期內共有uAB>0 iLf>0 ugsc=1；uAB>0 iLf>0 ugsc=0；uAB>0 iLf0 ugsc=1；uAB>0 iLf0 ugsc=0；uAB0 iLf0 ugsc=0；uAB0 iLf0 ugsc=1；uAB0 iLf>0 ugsc=1；uAB0 iLf>0 ugsc=0；八種高頻開關工作情形。其uAB>0輸出正向電壓時的四種工作模態如圖5所示。uAB0時輸出負向電壓時情況類似。

uAB>0 iLf>0 ugsc=1時，S4，S7開通，S5，S6截止，uAB=uhf，直流母線電壓為高，電流流過S5，濾波電感、負載、S7回到直流母線。此時，四個功率開關器件都不需要改變狀態，都工作于低頻狀態。

uAB>0 iLf>0 ugsc=0時，S4，S7開通，S5截止，S6體二極管導通續流，直流母線電壓為零，電流一路流過S4、濾波電感、負載、S5續流，一路流過S5，濾波電感、負載、S7回到直流母線。此時，功率開關器件開關狀態不變，都工作與低頻狀態。

uAB>0 iLf0 ugsc=0；，S4，S6截止，S5，S7 開通，直流母線電壓為高，電流流過濾波電感，S5，S7，負載續流。功率開關管S4為軟關斷、S5為硬開通，工作與高頻狀態，S6，S7工作于低頻狀態。

uAB>0 iLf0 ugsc=1，S4，S7開通，S5，S7關斷，直流母線電壓為高，電流流過濾波電感，S4、S7、負載回饋能量給直流母線。功率開關管S4由于死區的存在為軟開通，S5為硬關斷，S6，S7工作于低頻狀態。

上述分析表明：當uAB>0 iLf>0無能量回饋時候，逆變橋所有開關管工作于低頻開關狀態。當uAB>0 iLf0有能量回饋時候，功率開關管S4、S5工作于高頻開關狀態，S4為軟開關，而S5為硬開關。

同樣分析可得，當uAB0輸出電壓為負壓的時候，功率開關管S6、S7依然工作于低頻狀態，在無能量回饋時候，功率開關S4，S5也工作于低頻狀態，有能量回饋時候，S4為硬開關，S5為軟開關。

綜上分析，逆變橋在無能量回饋時候，功率開關管都工作于低頻狀態，故開關損耗可忽略不計，僅在有能量回饋時候，逆變橋有一個開關管工作于高頻硬開關狀態，故整個逆變橋開關損耗很小。

圖5 uAB>0時逆變橋的工作模態圖

5主要參數設計

5.1箝位電容Cc

6實驗驗證

為了驗證SPWM控制方式下推挽正激式高頻脈沖直流環節逆變器的工作原理進行以下條件的實驗：輸入電壓Ui=18～32VDC，輸出電壓115V+2V，輸出電壓頻率400+0.4Hz，箝位電容CC=50μF，吸收電容Cr=150μF,輸出濾波電感Lf=0.7mH，輸出濾波電容Cf=10μF，開關頻率Fs=48kHz，阻性負載500W。各處實驗波形如下：

（a）逆變橋功率器件驅動與漏源電壓

縱軸：CH2（驅動電壓）10V/div

CH1（漏源電壓）100V/div

橫軸：時間 500us/div

（b）輸出電壓波形uo

縱軸：uo 50V/div 橫軸：時間 500us/div

從實驗結果可以看出：在阻性負載情況下，逆變橋功率管工作于低頻狀態，開關損耗低，輸出電壓質量高。

7結論

研究結果表明，本文提出的SPWM控制下的推挽正激式高頻環節逆變器具有以下優點：①抗負載擾動能力強，動態響應快。②逆變橋基本上工作于低頻開關狀態，開關損耗小。③前級推挽正激直流變換器輸入電流脈動小，功率管承受一半輸入電流。因此，該逆變器是中大功率低壓輸入逆變器的理想拓撲，可用于航空靜止變流器、太陽能發電，燃料電池發電等場合。