在電源管理輸出電壓紋波，以滿足排放法規要求的方法之一。有效地執行一個第二級LC濾波器的確實需要額外分析和調整以使電源穩定。實現一個第二級LC濾波器反激式轉換器設計可以用更少的濾波電容和得到的輸出負載更低電壓紋波。一個第二級LC濾波器與額外的輸出電容來降低電壓紋波是一種較低成本的解決方案，提高了系統的可靠性，因為更少的電容。然而，第二級LC濾波器的補救引入不穩定輸出調節，而無需重新調整所述補償網絡。為了解決這個輸出調節問題，一個堅固的設計應該導出的開關功率轉換器的小信號模型。推導將識別開關電源的極點和零點在閉環控制系統中，因此可以獲得關于整個系統的行為有些直覺和更高優化補償網絡。

反激變換器采用第二級LC濾波器圖片

圖1：采用第二級LC濾波器反激式轉換器。

有三種流行的方式來得到一個小信號模型的反激式：

國家空間平均法通過米德爾介紹;

從Vorperian PWM開關模型;

場均切換的方法，從羅伯特·愛立信。

狀態空間平均法已被用于模擬許多PWM變換器，并已被證明是在設計一種穩定環的有用工具。然而，由于狀態空間平均方法利用像電感內的電流信號和所述電容器兩端的電壓的參數，推導工作必須重做如果任何其它活性成分加入。這一特性使得國家空間平均法來反激式轉換器，第二級LC濾波模型不方便。

該PWM開關建模方法線性化開關組件集成到一個小信號模型。 PWM開關建?？梢詥右坏╇娐房雌饋硐駡D2a。如圖2(a)中，反激式轉換器首先由通過阻抗反射反映其二次側到它的初級側配置到降壓 - 升壓。三端的PWM開關網絡(ACP終端;主動 - 共被動端子)在降壓 - 升壓可以替換現有的線性化模型中任CCM或DCM(圖2(b))的操作條件。通過插入這些已經衍生線性化模型，所述反激式轉換器的傳動系的一個小信號模型準備好用于尋找極(S)和零(或多個)在一個封閉的循環。

反激式配置的圖像成降壓 - 升壓

圖2(a)：配置反激成降壓 - 升壓。

PWM開關建模降壓 - 升壓型的圖像

圖2(b)：在降壓 - 升壓PWM開關建模。

還有用平均開關建模的方法反激式轉換兩種方式。一種方法是，以反映負載到初級側，然后用攝動和線性化模型代替FET和二極管，因為我們沒有使用的PWM開關。這種做法似乎不那么有吸引力，因為它需要額外的努力，獲得了平均模型，而PWM開關模型是現成的插件。建模的另一種方法是將平均模型直接推導出無阻抗反射。但是，使用這種方法得出的模型，比使用PWM開關，這使得它不是一個很好的選擇建模反激式派生模型更加復雜。因此，PWM開關建模是最有效的選擇用于建模的反激式轉換器，第二級LC濾波器。相比，更直接的PWM開關的方法，這兩種平均開關的方法需要更多的步驟或多個并發癥找到小信號模型，找到極(S)和零(ES)為回掃。

阻抗反思描述為反激式PWM開關模式

使用PWM開關的方法來分析由一第二階段LC輸出濾波器引入的穩定性和輸出的設定點容差的問題，需要做的阻抗反射，以簡化的輸入輸出模型。為了分析一個反激變換器的小信號模型，通過反映在二次側的負荷，濾波帽(阻抗)到初級側開始。

反激式轉換器，多路輸出的圖像

圖3：反激式轉換器，多路輸出。

圖3示出一個簡化的反激轉換器具有三個輸出。隨著反射阻抗，反激式轉換器變成一個降壓 - 升壓型轉換器。 Z1，Z2和Z3為輸出阻抗為三個輸出，分別與可以計算如下：

方程1-3

回顧用于反激轉換器的基本操作，能量被當主開關M1被關斷傳輸。初級側和次級側之間的鏈路是磁芯內的磁通。這示于圖4。

電流流動的圖像時開關M1導

圖4：電流流入時開關M1開啟。

如圖4(a)中，用于與開關M1上的單個輸出的配置，電流Ip流過初級側繞組的磁通Φ增大。由于二極管被反向偏置，無電流流經次級側繞組。當開關M1被關斷，如圖2(b)中，以保持磁通保持不變，二極管是現在正偏和導通。然后，以下公式適用：

方程4-9

基于等式(9)，每個輸出的輸出阻抗可以通過乘以一個系數和并行地反映到初級側。與反射的阻抗，一個反激式轉換器變成一個降壓升壓轉換器。甲反激式轉換器，乘法輸出可以簡化成降壓 - 升壓與幾個負載并聯，如圖5。

簡化的降壓 - 升壓轉換器的圖像的并行乘載

圖5：簡化的降壓 - 升壓轉換器并聯乘法負荷。