在這篇文章中，我們探討了 LC 振蕩器在直接調頻生成中的局限性，以及如何使用乘法器和自動頻率控制（AFC）電路來處理這些問題。

在這一系列文章中，我們討論了多種創建可變電抗以進行直接調頻生成的方法。在所有情況下，可變電抗都用于調制 LC 振蕩器。然而，使用單個非晶體振蕩器的直接調頻發生器將無法保持足夠的載波頻率穩定性。

在這篇文章中，我們將學習如何使用自動頻率控制（AFC）電路來確保調頻發生器的中心頻率漂移最小。我們還將探討頻率倍頻器如何增強直接調頻發生器的頻率偏差。

直接調頻生成的挑戰

圖1顯示了如何將一個變容二極管并聯在振蕩器的諧振電路中來生成調頻波。

圖 1。 使用變容二極管構建用于調頻生成的可調振蕩器。

圖1所示的直接調頻電路需要滿足兩個相互沖突的要求：

1. 其瞬時頻率必須快速響應調制信號。

2. 振蕩器的中心頻率必須保持長期穩定。

使用單個振蕩器實現這兩個目標可能具有挑戰性。正如我們將在未來的文章中討論的那樣，克服這一基本挑戰的一種方法是通過使用間接調頻器。間接調頻器不需要載波振蕩器響應調制信號。

另一種穩定載波頻率的方法是使用反饋配置。這通常被稱為自動頻率控制。AFC 回路旨在提高中心頻率的穩定性，而無需在調制器的主振蕩器中使用晶體。

我們稍后會在文章中回到 AFC。現在，讓我們討論頻率倍頻器和混頻器如何幫助我們獲得所需的頻率偏移和載波頻率。

使用頻率倍頻器來提高 FM 頻率偏移

一個工作在 5 MHz 的電抗調制器可能具有±4 kHz 的頻率偏移，這顯著低于商業 FM 廣播中使用的±75 kHz 最大偏移。如圖 2 所示，我們可以通過使用頻率倍頻器來增加頻率偏移。 

圖 2。 為了增加頻率偏移，我們在壓控振蕩器后面添加了一個頻率倍頻器。

頻率倍頻器產生一個輸出信號，其頻率是其輸入頻率的精確倍數。如果我們把一個以θ為變量的正弦波輸入到乘法因子為 n 的頻率倍頻器中，輸出正弦波的變量將是 nθ。因此，通過將 FM 信號輸入到 n 倍頻率倍頻器中，我們可以將其頻率偏移增加 n 倍。

例如，假設調制器產生一個載波頻率為 5 MHz、最大頻率偏移為±4 kHz 的 FM 信號。通過應用×18 頻率倍頻，我們得到一個載波頻率為 5 MHz × 18 = 90 MHz、頻率偏移為±4 kHz × 18 = 72 kHz 的 FM 波。這些值更接近商業 FM 廣播的要求。

頻率倍頻通常以×2或×3的步長進行。用于此目的的電路分別稱為倍頻器和三倍器。對于×18頻率倍頻，我們可以級聯兩個三倍器和一個大倍頻器，如圖3所示。

圖 3。 通過級聯兩個三倍器和一個二倍器來實現×18 乘法器。

使用非線性電路創建頻率乘器

為了實現頻率倍增，輸入信號通過一個非線性元件，該元件會扭曲信號并產生諧波（輸入頻率的整數倍）。然后使用帶通濾波器選擇所需的諧波頻率，并從輸出中去除不需要的頻率分量——包括基波。

圖 4 展示了一個簡化的頻率倍器模型，其中 C 類放大器作為非線性電路，一個調諧到二次諧波的 LC 諧振器提供所需的帶通濾波。由于輸入 FM 波的載波頻率為 5 MHz，輸出諧振器電路調諧到 10 MHz。

圖 4。 基于 C 類放大器的頻率倍頻器。

使用混頻器進行頻率轉換

正如我們之前觀察到的，頻率倍頻器會提高載波頻率和調頻波的頻率偏移。使用較大的倍頻系數來實現目標頻率偏移可能會導致中心頻率遠高于我們的目標。在這種情況下，可以使用混頻器來降低載波頻率。混合操作不會影響頻率偏移。

圖 5 是一個包括 VCO 之后頻率倍頻器和混頻器的調頻發生器的框圖，以獲得所需的載波頻率和頻率偏移。

圖 5。 一種包括乘法器和壓控振蕩器后混頻器的直接調頻發生器。

使用自動頻率控制提高頻率穩定性

直接調頻通常可以通過最少的頻率倍頻來實現所需的頻率偏移。然而，直接方法往往頻率穩定性差。為了解決這個問題，我們可以使用反饋回路來提供自動頻率控制（AFC）。

在 AFC 回路中，輸出調頻波的中心頻率與晶體振蕩器產生的恒定頻率進行比較。誤差信號與頻率差成正比，然后反饋到振蕩器以糾正差異。該系統如圖 6 所示。

圖 6。 使用鎖相環穩定中心頻率。

在圖 6 中，壓控振蕩器的輸出與晶體振蕩器混合。在混頻器的輸出端提取差頻，并將其施加到頻率鑒頻器上。頻率鑒頻器是一種將 FM 信號的頻率變化轉換為相應輸出電壓幅度變化的電路。頻率鑒頻器的信號通過低通濾波器濾波，然后用于調整壓控振蕩器。

頻率鎖相環

為了更好地理解自動頻率控制（AFC）的工作原理，讓我們考慮圖 7 中的頻率穩定回路。

圖 7。 頻率穩定回路的一個示例。

在這個示例中，壓控振蕩器（VCO）的輸出是一個載波頻率為 5.1 MHz 的調頻波。這個頻率被乘以總倍數 3 × 2 × 3 = 18，產生一個輸出載波頻率為 91.8 MHz。×2 倍頻器的輸出（其載波頻率為 5.1 MHz × 3 × 2 = 30.6 MHz）也施加到混頻器上。混頻器的另一個輸入是由晶體控制振蕩器產生，頻率為 14.3 MHz，然后經過×2 倍頻器，得到一個穩定的振蕩頻率為 28.6 MHz。

混頻器在其輸出端產生兩個不同的頻率分量。一個頻率分量是輸入頻率之和；另一個是輸入頻率之差。圖 7 中的電路采用帶通濾波器提取差頻分量。輸出隨后被輸入到設置為差頻（本例中為 2MHz）的頻率鑒頻器中。 

圖 8 展示了調諧到 2MHz 的理想頻率-電壓響應特性。頻率鑒頻器產生與輸入頻率成正比的輸出電壓，其功能與壓控振蕩器相反。

圖 8。 調諧到 2 MHz 的鑒頻器的理想頻率-電壓響應。

注意，鑒頻器在其輸入為 2 MHz 時輸出 0 V。由于晶體振蕩器提供穩定的參考頻率，2 MHz 的差頻對應于 VCO 輸出端的預期載波頻率 5.1 MHz。當目標載波頻率被生成（fc = 5.1 MHz）時，鑒頻器輸出 0 V，反饋回路不會修改 VCO。

當 VCO 處于所需載波頻率時，反饋回路不會影響 VCO。然而，如果振蕩頻率出現偏差，回路在低通濾波器的輸出端輸出適當極性的直流電壓，以調整并使振蕩頻率返回到所需載波頻率。

值得一提的是，頻率鑒頻器后的低通濾波器限制了反饋回路的帶寬，使其不會響應由消息信號引起的相對較快的頻率變化。相反，它只響應主振蕩器的緩慢漂移。如果情況不是這樣，反饋回路會抵消消息引起的頻率變化，從而防止調頻波的生成。

總結

在本文中，我們通過探討頻率倍頻器在增強頻率偏移中的作用，擴展了對直接調頻生成的理解。我們還強調了非晶體振蕩器在保持載波頻率穩定性方面的局限性。正如我們所學的，實現自動頻率控制（AFC）電路對于解決這些局限性并最小化中心頻率漂移至關重要。這次討論強調了精確頻率控制在有效生成調頻波中的重要性。