本文將聚焦電子保險絲（eFuse）故障發生后的后續過程：深入分析接地短路后的電路恢復動態、如何為電路添加診斷功能，并呈現該汽車電路保護方案在實際硬件中的測試結果。

強制復位：電子保險絲如何從短路中恢復

當保護電路采用場效應晶體管（FET）和比較器時，接地短路可能導致電路閉鎖。若輸出端發生接地短路，電路中的第二個場效應晶體管（Q2）將關閉，且比較器會 “保持” 該場效應晶體管的關閉狀態。

即使短路故障被排除，比較器仍會維持 Q2 的關閉狀態 —— 因為輸出電壓（VOUT）節點無法產生比比較器負輸入端更高的電壓。這一機制會使電路閉鎖，阻止電流向相鄰模塊傳導。

模擬電路后可發現鎖存狀態（見圖1）。時間控制開關取代了VOUT與地線之間的開關。該時間控制開關會在2毫秒時將V輸出連接到地線，然后在4毫秒時斷開V輸出與接地。波形清晰顯示開關在2毫秒處接地，強制V輸出接地。然而，當開關在4毫秒時斷開，輸出不會回到5伏，因為比較器仍然保持Q2斷開。

1. 在4毫秒時斷開輸出與接地不會導致正常電路工作。

在 Q2 兩端并聯一個負載開關，可使比較器正輸入端獲得高于負輸入端的電壓（圖 2）。微控制器（MCU）或系統級芯片（SoC）的通用輸入輸出接口（GPIO）通過啟用負載開關來復位電路：將 5 伏電壓施加于輸出端（比較器正輸入端），從而使 Q2 的柵極電壓恢復至 12 伏。

2. 將負載開關與Q2并聯可解決短接地時的鎖存問題。

電路的一個重要設計方面是，負載開關的輸入必須連接到連續場效應晶體管之間的共用漏極。這確保電路仍能保護系統免受電池短路，因為負載開關只有一個場效應晶體管，且本體二極管方向與Q2相同。此外，確保負載開關能夠承受電壓輸出時電池電平電壓也非常重要。

本示例中，建議選擇額定電壓高于最大電池電壓（16 伏）的負載開關。Texas Instruments 的 TPS22810-Q1 是該應用場景中復位負載開關的理想選擇。

不應對其他負載連接到連續場效應晶體管之間的共用排水管。這是因為在短路到電池的情況下，負載開關的本體二極管會呈正向偏置，過大的電流可能會損壞設備。如果TPS22810-Q1的VIN電源路徑完成了其他負載（如VIN上的故障事件），器件將失效，因為本體二極管無法承受反向電流的流動。

2毫秒后，出現短路到地狀態，將V拉下至地（見圖3）。在3毫秒時，負載開關被啟用。在4毫秒時，短路條件被解除，時間控制開關SW1打開。VOUT 立即恢復為 5 V，Q2 的柵極恢復為 12 V。5毫秒后，負載開關關閉，電路繼續正常工作。

3. 用并聯負載開關模擬電路，確保電路按預期工作。

利用實時電流檢測防止復位過程中的器件損壞

該方案的一個潛在缺陷是：若負載開關啟用時接地短路故障仍未排除，負載開關可能承受大電流（如 AM2 波形所示）。3 毫秒時，接地短路路徑通過 Q1 的體二極管和負載開關形成。為應對這一情況，需為電路添加診斷功能（檢測輸出電流水平），并在短路故障持續時快速關閉負載開關。

集成電流檢測放大器可幫助工程師了解所連接模塊的狀態并實現診斷功能。在本示例中，需檢測天線是否連接、處于活躍狀態，或存在短路 / 開路情況。INA180A2-Q1 電流檢測放大器與 200 毫歐電流檢測電阻配合使用，可實現這些狀態檢測：

這些電流消耗數說明了哪些系統規格決定天線狀態：

• 輸出電流<10 mA：可能天線斷開（斷開）或短接電池狀態

• 10 mA <輸出電流 < 25 mA：天線連接，非激活

• 25 mA <輸出電流 < 400 mA：天線連接，有源

• 輸出電流>400毫安：潛在短接地條件

INA180A2-Q1與電流感應電阻的組合產生了這些輸出電壓，這些電壓可以通過MCU內集成的模數轉換器（ADC）輕松轉換：

• 輸出電流<10 mA（潛在天線斷開[開]或短接電池狀態）：INA180A2-Q1輸出 = 20 mV 至 100 mV

• 10 mA <輸出電流< 25 mA：INA180A2-Q1 輸出 = 100 mV 至 250 mV

• 25 mA <輸出電流 < 400 mA：INA180A2-Q1 輸出 = 250 mV 至 4 V

• 輸出電流>400 mA（潛在短接地狀態）：INA180A2-Q1輸出 = 4 V 至 5 V

電流（以數字化電壓表示）提供診斷信息，用于控制TPS22810-Q1在短接地狀態復位狀態下的導通時間。INA180A2-Q1具有210 kHz的高帶寬，一旦檢測到輸出端短接地狀態，能夠迅速響應。

如果存在短接地狀態，系統會盡快關閉TPS22810-Q1，以防止設備發熱。關閉時間主要取決于MCU的ADC讀出時間和GPIO斷言時間。

此外，系統應僅間歇性地開啟TPS22810-Q1進行診斷檢查，以便在短接事件持續時，負載開關在測試間冷卻。

完整的解見圖4。

4. 圖示為離散eFuse解決方案的最終示意圖，包括用于診斷的電流感應放大器。

保護電路的實際測試結果

圖5、6和7展示了用實際硬件測試設計的結果。

5. 在輸出電壓（藍色）短接至12 V時，源電壓（橙色）保持在5 V。Q1柵電壓（綠色）在短路期間立即拉低，Q2柵電壓（粉色）保持不變。

6. 在輸出電壓（藍色）短接地時，源電壓（橙色）保持在5伏。Q2的柵極電壓（粉色）在短路期間立即拉低，而Q1的柵極電壓（綠色）則不受影響。

7. 短接地釋放后，電路需要激活負載開關（綠色）以恢復輸出電壓（藍色）。柵極電壓（粉色）恢復到電池電壓水平，而源電壓（橙色）保持穩定。

平衡汽車電子保險絲的性能、靈活性與成本

驗證場效應晶體管和電流檢測電阻兩端的電壓，對于確保應用場景中的電路正常工作至關重要。本示例采用 Diodes Inc. 的 DMN2050LFDB 汽車級場效應晶體管，每個晶體管的導通電阻（RDS (on)）約為 45 毫歐。由于功率器件采用背對背布局，總導通電阻翻倍至約 100 毫歐；串聯 200 毫歐電流檢測電阻后，電源與輸出端之間的總電阻為 300 毫歐。

假設最大正常工作電流為 400 毫安，根據歐姆定律可計算出串聯組件的電壓降：V = I × R = 400 毫安 × 300 毫歐 = 120 毫伏。從 5 伏電源電壓中減去該壓降后，輸出電壓為 4.88 伏，遠高于模塊 B 的 4.5 伏容差下限，且為電纜的電阻壓降預留了余量。

該設計最顯著的優勢之一是成本低廉。市場上存在集成度更高的解決方案，可在更小空間內實現幾乎相同的功能 —— 例如 Texas Instruments 的 TPS25940-Q1 全集成電子保險絲，封裝尺寸僅為 3×4 毫米，遠小于分立組件所需空間。然而，對比兩種方案主要組件的千件起訂價（見表格），分立型方案的成本優勢十分明顯。

分立式和全集成eFuse的成本比較。

工程設計的核心往往是權衡取舍。盡管分立型電子保險絲并非尺寸最小的解決方案，但它提供了極具成本競爭力的選擇，且為優化最終目標預留了充足的靈活性。