使用源開關SiC JFET的反激變換器設計AND90330/D

作者：時間：2025-12-22 來源：

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一、引言

快速開關寬帶隙（WBG）器件的出現(xiàn)顯著提高了多種電源轉換電路的功率密度，例如主動整流器、LLC諧振橋、相移全橋和雙主動橋等。這些電路構成了高效AC-DC和DC-DC階段的骨干，廣泛應用于汽車、太陽能逆變器和數(shù)據(jù)中心電源，尤其是在高電壓和功率密度是關鍵要求的情況下。除了高功率密度外，SiC在高電壓（HV）應用中也具有吸引力，例如能量存儲、太陽能逆變器和高電壓牽引。在這些應用中，直流電壓通常可以輕松超過800 V dc，交流電壓范圍可以從480 V ac到530 V ac。這種高功率和高電壓系統(tǒng)通常由使用較低電壓的電路進行控制。微處理器、通信協(xié)議、冷卻風扇和傳感器需要多種低電壓。生成這些電壓的一種常見方法是使用反激拓撲。高電壓輸入、中等功率的變換器在LED照明和激光電源等不同工業(yè)中也被廣泛使用。在這些應用中，通常需要從高電壓主側到低電壓副側的電氣隔離和高電壓降比。其隔離變壓器使反激變換器成為這些工業(yè)應用的良好候選者。

onsemi率先推出了基于SiC JFET的級聯(lián)FET，具有與Si MOSFET、IGBT以及SiC MOSFET的門驅動兼容性，基于5 V閾值電壓和20 V的寬門操作范圍。這些器件本質上具有非常快的開關速度。在本應用說明中，使用一個離散的1.7 kV SiC JFET與一個30 V Si MOSFET在級聯(lián)配置中作為反激電源中的主要功率開關。JFET不僅提供高電壓阻斷能力和效率，還通過雙重作為啟動電路的高電壓通流元件簡化了啟動電路。將提供反激變換器的設計程序。包含模擬結果以展示設計概念。

圖1. 使用JFET作為啟動電源的源開關反激變換器使用HV JFET的源開關反激變換器

圖1是本應用說明中實現(xiàn)的反激變換器的簡化原理圖。在此示例中，輸入電壓高達1000 V，生成調節(jié)后的12 V 60 W低電壓輸出。一個與低電壓MOSFET（LV MOS）級聯(lián)的JFET被用作主要開關。這個組合提供了低R_DS(on)和快速開關。JFET的源連接到控制IC的V CC引腳以提供啟動電源。輔助繞組的輸出電壓（V_aux）在啟動后用于為控制IC供電。如果輸出電壓（V_out）落在控制IC的偏置電壓范圍內(nèi)，并且不需要輸入輸出電氣隔離，則啟動后的偏置電源可以直接從輸出繞組獲取。啟動后，LV MOS的D-S電壓（V_{ds_LV}）迅速充電，并保持在大約等于JFET門閾值的反向電壓（|V_{jgs_th}|）的水平。控制IC的供電電壓(V_CC) 在此電壓下被調節(jié)，直到控制器開始驅動 LV MOS 的柵極。因此，為了成功啟動，|V_{jgs_th}| 需要高于啟動所需的最小 V_CC。如果這個要求沒有滿足，可以在 JFET 柵極路徑中使用齊納二極管來提升 V_{ds_LV} 并將啟動 V_CC調節(jié)到更高的水平。在控制器開始切換后，輔助繞組電壓 V_aux 開始建立。當該電壓高于 V_{ds_LV} 時，它與 V_CC 進行或邏輯運算，并開始提供偏置電源。為了避免在啟動后從 JFET 源抽取偏置電源，V_aux 需要設計在高于 |V_{jgs_th} | 的水平，并留有一定的余量。在許多應用中，主輸出需要與初級側電氣隔離。在這些情況下，必須在輸出電壓反饋路徑中使用光耦合器，或者應使用初級側調節(jié)。為了專注于功率階段設計，在此設計示例中使用了非隔離反饋回路，并采用逐周期峰值電流控制 (PCC)。在某些輸入/輸出工作條件下，反激式變換器可以設計為在不連續(xù)導通模式 (DCM)、臨界導通模式 (CrM) 或連續(xù)導通模式 (CM) 下工作。通常的做法是在所需的工作條件下為最佳操作設計 CrM 模式的變換器。在本應用說明中，當變換器完全加載且輸入電壓處于其額定范圍的下限時，變換器設計為在 CrM 下工作。當在更高的輸入電壓和/或較輕的負載下運行時，它進入 DCM 模式，并在較低輸入電壓和滿載下運行時進入 CM 模式。

二、功率階段設計

步驟 1. 確定 CrM 模式下的開關頻率 (F_SW) 和占空比 (D_CrM)

一般來說，開關頻率由設計的尺寸和效率要求決定。頻率越高，被動元件的尺寸越小，因此一般成本也越低。另一方面，更高的 F SW 會增加開關器件和磁性元件的功率損耗。因此，雖然對該參數(shù)的決定在某種程度上是任意的，但需要根據(jù)設計約束進行折中。中低功率反激式變換器通常在幾百千赫茲的范圍內(nèi)切換。在競爭設計要求的緊約束下，可能需要進行幾次設計迭代來選擇該參數(shù)。選擇 CrM 的占空比的主要考慮因素是每個開關周期中的能量傳輸平衡。由于初級感應能量在開啟周期中積累并在關閉周期中釋放，因此在 CrM 操作中使用 0.5 的平衡占空比是合理的。

步驟 2. 確定最大初級電感

最大 L_pri可以通過將方程 1 應用于額定最小電壓 (V_{in_nom_min}) 的 CrM 操作來找到：

其中 P_o 是總輸出功率，η 是假定的效率，I_pp1 是初級峰峰電流，L_pri 是反激變壓器初級繞組電感，F(xiàn)_SW 是開關頻率。最大 L_pri 可以從方程 1 中找到：

當 L_pri 小于或等于從方程 2 計算得出的值時，變換器在滿載和輸入電壓高達 V_{in_nom_min} 時以 CM 或 CrM 工作，在其他工作條件下以 DCM 工作。

步驟 3. 確定最大變壓器匝比

忽略輸出整流二極管和電阻元件中的電壓損耗，CrM 下的輸入輸出電壓調節(jié)可以用方程 3 表示。

其中 N_ps 是從初級繞組到主輸出繞組的變壓器匝比。

步驟 4. 查找主元件選擇的電流和電壓

當變換器在 CM 或 CrM 模式下工作時，可以使用以下方程計算初級電流。開啟周期內(nèi)的平均輸入電流：

峰峰電流：

初級峰值電流：

相應的初級 RMS 電流：

當在 CrM 工作時，占空比 D 為 0.5，而在 CM 模式下工作時通過以下方程計算。

次級電流可以通過將主電流反射到次級側來計算：

施加到功率開關上的最大電壓應力發(fā)生在直流輸入電壓達到最大水平時。

在開關瞬態(tài)期間，開啟電流尖峰也需要仔細評估，因為它是開啟開關損耗的主要貢獻因素。它還可能干擾控制器的峰值電流檢測。當尖峰持續(xù)時間大于控制器的前沿消隱（LEB）時間時，控制器將在主電流達到反饋回路設定的峰值水平之前關閉主開關。開啟電流尖峰的主要部分來自變壓器主繞組的寄生電容。這種電容需要在變壓器設計中最小化。吸收電容的充放電電流是此尖峰電流的另一個貢獻來源。因此，吸收器中的電容應保持在最低水平，不超過關閉 dv/dt 和電壓過沖控制所需的水平。低壓 MOS 與 JFET 級聯(lián)，使 JFET 開關并以與 JFET 相同的方式導通上述電流。其電流額定值需要滿足所有最壞情況要求。其電壓額定值需要高于 JFET 門閾值電壓，并留有顯著余量。通常使用 30 V MOSFET。在關斷瞬態(tài)期間，穩(wěn)態(tài) V_{ds_LV} 僅略高于 JFET 門閾值電壓 |V_{jgs_th} |。但如果 JFET 關斷過慢，V_{ds_LV} 可能會充電到高于低壓 MOS 的額定電壓的水平，并發(fā)生重復雪崩。為了避免這種重復雪崩，低壓 MOS 的關斷瞬態(tài)應設計得比 JFET 的關斷瞬態(tài)慢，通過適當調整兩個開關的門電阻來實現(xiàn)。否則，需要使用額定重復雪崩的低壓 MOS，或者可以在低壓 MOS 并聯(lián)添加一個適當額定的齊納二極管，以在關斷瞬態(tài)期間將 V ds_LV 限制在其雪崩電壓以下。

三、啟動電路和控制器設計

級聯(lián)開關的一個獨特優(yōu)勢是簡化了轉換器的啟動電路。在典型的高壓啟動電路中，需要第二個高壓電路（通常是直接從高壓總線獲取電源的電阻串）來為控制器提供初始電源。這個高壓電路在轉換器啟動后繼續(xù)耗散功率。使用高壓 JFET 級聯(lián)配置，可以消除該啟動電路及相關的功率損耗。

onsemi 的 NCV12711 被用于控制該設計中的功率開關。它是一個峰值電流控制器（PCC），能夠進行逐周期電流限制。由于其跳過周期模式，輸出可以在非常輕負載條件下進行調節(jié)，且轉換器中的功率損耗最小。NCV12711 一旦其 V_CC 達到 4 V 就開始切換。這低于大多數(shù)高壓 JFET 的閾值電壓。因此，轉換器可以在不使用齊納二極管的情況下啟動，而不需要在 JFET 門路徑中生成高于 |V_{jgs_th} | 的啟動 V_CC。然而，4 V 的門電壓可能太低，無法驅動許多低壓 MOS。為了解決這個問題，可以使用 IC 的 UVLO 引腳來覆蓋這個最低 V_CC，并確保控制器僅在其 V_CC 達到高于 4 V（但仍低于 |V_{jgs_th} |）的水平時開始切換。這將在后面的仿真模型中演示。另一個考慮是控制器 V_CC 引腳在開始切換之前的最大電流消耗。它需要小于 JFET 在 V_CC 偏置到啟動水平時可以提供的電流。從該控制器 IC 的數(shù)據(jù)表中，開始切換的 I_CC(max) 為 4 mA。為此應用選擇的 JFET 需要在 V_{ds_LV} 通過其門閾值并完全關閉之前，至少提供這個電流。

四、阻尼器設計注意事項

由于反激變壓器不可避免的漏感以及功率回路中的寄生電感，通常需要在反激轉換器中使用阻尼器。傳統(tǒng)上，采用RCD阻尼器來捕獲并耗散變壓器初級繞組在關斷時漏感中的能量，同時在次級整流二極管兩端使用RC阻尼器來抑制開通時的電流振鈴。初級RCD阻尼器在鉗制由變壓器漏感引起的電壓尖峰方面是有效的。然而，一旦阻尼器中的電容被充電，它就不會改變主開關的關斷速率（dv/dt）。次級RC阻尼器有助于在初級開通周期內(nèi)抑制電流振鈴。當變壓器的漏感較大時，將這個RC阻尼器放置在初級側，與變壓器繞組或RCD二極管并聯(lián)會更加有效。這種RC阻尼器會增加開通電流，從而增加開關損耗。因此，用于此阻尼器的電容需要最小化，僅足以抑制電流振鈴，并為主控制器IC的CS引腳提供干凈的電流上升信號。除了上述阻尼器外，還可能需要在級聯(lián)開關器件兩端直接放置另一個RC阻尼器。該器件RC阻尼器的目的是：

1. 控制V_ds關斷過沖，

2. 抑制關斷瞬態(tài)后的V_ds振鈴，

3. 降低V_ds關斷dv/dt。

在高壓反激應用中，關斷電流通常較低。如果回路電感也最小化，那么這個器件RC阻尼器可能就不必要了。需要在設計實施后結合測試結果來做出決定。如果使用了這個器件阻尼器，RC參數(shù)需要仔細選擇，因為它會為主開關和電阻本身增加額外的開通損耗。可以參考CJFET用戶指南進行RC參數(shù)的初步選擇。

五、設計示例

示例反激轉換器的關鍵設計規(guī)格如下：

l V_in：標稱范圍200 V至800 V，工作范圍30 V至1000 V；

l V_out：12 V；

l P_out：60 W；

l V_o（Aux）：12 V；

l P_aux：2 W。

選擇150 kHz的開關頻率和0.5的占空比，并假設在200 V輸入電壓下效率為95%，使用公式2計算得到最大初級電感為：L_pri = 0.95 × 2 × 0.52 × 200 /（60 + 2）× 150k = 511 μH（公式14）

使用公式3，計算從初級到主輸出的最大匝比為：N_ps = 0.5 × 200 /（1 + 0.5）× 12 = 16.7（公式15）

為了避免輔助繞組出現(xiàn)非整數(shù)匝數(shù)，在本設計中選擇整數(shù)16。變壓器的匝比為：N_pri：N_sec：N_aux = 16：1：1（公式16）

輸出和輔助繞組的磁化電感為：L_sec = L_aux = 511 / 162 = 2 μH（公式17）

當功率開關關斷時，其承受的最大電壓應力為：V_{ds_max} = 1000 + 16 × 12 = 1192 V（公式18）

根據(jù)公式4至7，計算在200 V輸入電壓和滿載時，轉換器工作在臨界連續(xù)模式（CrM）下的初級電流為：

I_{avg1（on）（200Vin）=}0.66 A；

I_{pp1（200Vin）}= 1.28 A；

I_{pk1（200Vin）}= 1.31 A；

I_{rms1（200Vin）}= 0.54 A。

次級電流為：

I_{avg2（off）（200Vin）}= 10.56 A；

I_{pp2（200Vin）}= 20.48 A；

I_p_{k2（200Vin）}= 20.38 A；

I_{rms1（200Vin）}= 8.55 A。

由于較低的輸入電壓會導致電流更高，因此還需要計算在最低輸入電壓下的電流，作為最壞情況。使用公式8，當輸入電壓最低為30 V時，占空比為：

D_30Vin = 0.87

電流為：

I_avg_{1（on）（30V}_in）= 2.47 A；

I_{pp1（30Vin）}= 0.34 A；

I_{pk1（30Vin）}= 2.64 A；

I_{rms1（30Vin）}= 2.30 A。

次級電流為：

I_{avg2（off）（30Vin）}= 39.5 A；

I_{pp2（30Vin）}= 5.28 A；

I_{pk2（30Vin）}= 42.14 A；

I_{rms1（30Vin）}= 14.52 A。

這些計算結果證實，在輸入電壓極低（30 V）且滿載時，電流應力最大。計算得到功率開關兩端的最大VDS為1192 V。加上20%的裕度，應使用至少1430 V的開關器件。計算得到的RMS漏極電流為2.3 A，重復電流尖峰為2.64 A。這個電流峰值是被感應到的最大值。

控制器 CS 引腳并用于確定關閉開關的時間瞬間。在實際電路中，開啟瞬態(tài)尖峰可能會高得多，需要通過測試進行檢查。控制器 NCV12711 的靜態(tài)電流約為 4 mA。考慮到啟動電路中的電流泄漏，JFET 提供的啟動電流需要大于 5 mA。基于上述計算，onsemi 的 1700 V/6.8 A JFET UF3N170400B7S 非常適合此應用。其 V jgs_th 約為 9 V。它可以在整個工作溫度范圍內(nèi)在此柵電壓下提供啟動電流，如圖 2 所示。留出一些 V jgs_th 變化的余量，并將控制器 UVLO 電壓設計為 7.0 V，轉換器可以通過此 JFET 源電壓啟動。onsemi 的 30 V MOSFET NTMD4N03R2 用于仿真中的 LV MOSFET。根據(jù)圖 3 中顯示的柵電阻值，V ds_LV 遠低于 30 V，并且在下一節(jié)的仿真中未觀察到重復的雪崩現(xiàn)象。此示例反激轉換器的完整原理圖及組件值如圖 3 所示，這也是用于獲得下一節(jié)仿真結果的仿真模型。在仿真模型中，Cxpri、L4 和 L5 是仿真的寄生元件。它們在不同的電路板和變壓器設計中具有不同的值。為了縮短仿真時間，輸出中使用了相對較小的濾波電容。在實際應用中，根據(jù)輸出紋波要求，它們可能需要更大。

圖 2. UF3N170400B7S 漏電流與柵源電壓曲線

圖 3. 使用級聯(lián) JFET 作為主開關的反激轉換器仿真模型。

六、模擬結果

模擬的關鍵波形對于三個輸入電壓，200 V、400 V 和 1000 V，在本節(jié)中給出。對于每個輸入電壓，使用電流源負載來演示負載階躍瞬態(tài)和不同負載條件下的穩(wěn)態(tài)行為。

圖 4. 輸入電壓設置為 200 V 的模擬波形

圖 4 顯示了輸入電壓設置為名義最小值 200 V 的完整瞬態(tài)仿真運行的波形。V_(lvd) 和 V_(aux) 曲線可用于演示兩個電源之間的啟動偏置功率共享：JFET 電源和變壓器輔助繞組。在開關開始之前，V_(lvd)（粉色曲線）高于 V_(aux)（藍色曲線），JFET 電源提供啟動偏置功率。在大約 0.6 毫秒時，軟啟動過程尚未完成，但輸出過壓保護啟動并停止開關，直到 V_out 降低到再次開始開關的點。輸入電壓為 200 V 時的輕負載操作如圖 6 所示，輸出電流設置為 1 A。波形顯示了 DCM 模式下典型的反激操作。全負載操作如圖 7 所示，輸出設置為 5 A。這是設計的 CrM 操作。