工業圖像傳感器供電方案教程：降壓轉換器的核心機制
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在工業相機應用中， 未經充分優化的電源設計可能顯著增加開發成本和時間開銷。決定工業圖像傳感器能否高效用電、 并由此延長其使用壽命的關鍵元件是電源穩壓器。《工業圖像傳感器供電方案教程》圍繞穩壓型降壓電源、低壓差穩壓器（LDO）、Hyperlux CMOS圖像傳感器等展開講解。作為系列教程的第一部分，本文將介紹穩壓型降壓電源的關鍵組成部分、降壓轉換器的工作原理、連續導通與斷續導通等。
您的圖像傳感器應用采用何種供電架構？
電源穩壓器負責確保電源在最穩定的電壓下提供最可靠的電流， 避免過度波動和噪聲干擾。 同時， 它還在電源的熱耗散管理以及維持最佳工作狀態（包括在多變的環境中） 方面發揮著至關重要的作用。
由于工業圖像傳感器需執行多種功能， 集成電路中不同功能所需的電壓和電流也各不相同。 因此， 這些功能模塊通常被分配到相互隔離的電壓軌上。 例如， 提供給數字信號處理器（DSP） 的電源特性， 就與提供給接口和存儲緩沖器的電源不同。
將這些電壓軌彼此隔離， 確實提升了電源設計的靈活性， 但也要求為這些獨立電壓軌供電的穩壓器能夠可靠地完成所需的開關與配電任務， 以支持集成電路的多種功能。
降壓轉換器（Buck Converter） 是所有電子電路中最常見的元件之一。 它能產生低于輸入電壓的穩壓輸出， 在提供大電流的同時最大限度降低功率損耗。其核心原理是通過一個開關快速地反復導通與關斷， 以此來降低負載上的電壓——正因如此， 基于降壓轉換器的電源被稱為開關電源（Switch-Mode Power Supply, SMPS） 。 該開關周期性地切斷電源與負載之間的連接， 使負載獲得的平均電壓低于輸入電壓； 而在開關斷開期間， 通過電容持續為負載供電， 維持電壓的穩定。
圖示： 安森美（onsemi ）FAN65004B 演示板
LDO
圖示： 安森美NCP189 演示板
降壓轉換器的工作原理
如圖所示的基礎降壓轉換器電路中， 當開關 S（通常為 MOSFET） 閉合時，直流輸入電源 VDC 與電感 L 導通。 隨著電感磁場的增強， 它會阻礙流經自身的電流變化， 并在磁場中儲存能量。 此時， 電流經電感后同時流向電容 C 與負載電阻 R， 對電容進行充電。 電感 L 和電容 C 共同構成一個 LC 低通濾波器 ， 將原本呈方形、 波動不平的波形平滑為更穩定的輸出波形。
當開關 S 斷開時， 流經電感的電流逐漸減小。 電感 L 的磁場開始衰減， 產生反向電動勢， 從而成為新的電流源。 只要電感兩端的電壓高于電容兩端的電壓， 電感就會繼續對電容充電。 當兩者電壓相等時， L 和 C 開始向負載電阻R 釋放其儲存的能量， 從而使負載兩端的電壓變化盡量小。 當電流流經二極管 D， 二極管處于正向偏置狀態， 為電流提供一條繞過開關的續流路徑。 該過程使反饋電路得以工作， 通過調節開關的占空比， 控制開關 S 重新導通，以對電感和電容進行再次充電。
同步降壓轉換器
同步降壓轉換器的功率流向
當MOSFET Q1 導通時， 其作用與基本降壓轉換器中的硬開關相同， 但速度更快。 Q1 導通期間， 電流從高壓側向負載供電， 電感 L1 充電且電感電流 IL 上升。 Q1 關斷后， Q2 隨即導通。 此時， 電流從低壓側流向負載， 電感 L1 開始放電， 輸入電流減少， 電感電流 IL 逐漸下降。
此外， Q2 還負責鉗位開關節點電壓： 通過其體二極管將開關節點電壓 Vsw的負向擺幅限制在合理范圍內， 防止在 Q1 關斷過程中該電壓過度負向偏移。 輸出電流峰值之間的差值稱為電感電流峰峰值， 記作 ΔIL 。
解讀占空比
占空比（Duty Cycle） 是指高壓側 MOSFET Q1 在一個開關周期內處于導通狀態的時間百分比， 它決定了同步降壓轉換器的輸出電壓。 對于任意給定時間間隔 t， 占空比 D的計算公式為：
占空比為 50%（即 0.5） 時， 若輸入電壓 VIN 為 12V， 則輸出電壓 VOUT將為 6V。 同理， 在相同輸入電壓下， 占空比為 0.75 時 ， VOUT 為 9V； 占空比為 0.25 時 ， VOUT 為 3 V。
上述公式中使用?的原因在于： 開關狀態切換時必須留出極短的死區時間， 以防止交叉導通， 即“直通電流” ， 否則將導致直接接地短路。
任何降壓轉換器的輸出電壓和電流都會存在一定幅度的紋波。 控制器本質上是一個工作頻率為500 kHz 至 700 kHz， 甚至可達 2 MHz 至 6 MHz 的內部振蕩器， 這會導致輸出端出現紋波。 通過增大電容 C1 或提高開關頻率可降低紋波， 但較高的開關頻率會產生電磁干擾（EMI）。
連續導通與斷續導通
同步降壓轉換器在中高負載下通常運行于連續導通模式（ CCM）， 通過PWM設定占空比。 此時電感電流不會降至零安培（ 0A） 。 但在負載較輕時， 電感電流可能降至0A。 此時轉換器進入斷續導通模式（ DCM）。 在此狀態下， 由于電流在0A時不會產生損耗， 為了進一步降低開關損耗， 系統需改用脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation, PFM） 來調節占空比。
這兩種工作模式各有優劣：
CCM 的優勢在于輸出電壓紋波較小， 因此可以使用容量更小的輸出電容； 但其開關損耗通常較高。DCM 的優勢在于開關斷開時電流已降至 0 A， 因此開關損耗更低； 同時可采用體積更小的電感， 且漏磁較少。 不過， 由于DCM 的電流更大， 容易產生更強的電磁干擾EMI。
降壓轉換器的功率損耗來源
任何類型的降壓轉換器（包括同步型） 都會產生一定程度的功率損耗，盡管這些損耗可以盡量減小，卻無法完全消除。在評估降壓轉換器是否比 LDO 更適合作為圖像傳感器的電源方案時，必須始終將這些損耗納入考量。一個器件在電壓轉換過程中未損失的功率比例即為其 DC-DC 轉換效率（簡稱“效率” ）。該效率永遠無法達到100%。 而總功率中受運行損耗與靜態損耗影響的部分，等于 1 減去效率值。
導通損耗
根據焦耳定律（P = I2R） ， 電流產生的功率損耗與電流平方乘以電阻值成正比。 在降壓轉換器中， 導通損耗發生在高壓側 MOSFET（Q1） 或低壓側 MOSFET（Q2） 完全導通（而非開關切換） 期間。 此時的損耗仍遵循焦耳定律， 此時電阻由內部導通電阻 RDS(on) 表示。
開關損耗
在開關切換過程中（ 例如 Q1 導通而 Q2 關斷， 或反之）， 設計上必須注意控制電壓隨時間的變化率（ dV/dt）， 以避免產生可能損壞器件的電壓尖峰。 增大外部柵極電阻值可提升驅動電流能力， 使柵極電容更快放電。 這有助于縮短開關時間， 從而減少了產生開關損耗的機會， 同時將電壓變化率（ dV/dt） 提升至一個更高但仍在安全范圍內的水平。
靜態損耗
元 器 件的靜態功率損耗（ 也稱靜態損耗） 在任何時刻都會存在， 不僅限于開關動作或通電狀態。 即使整個設備完全關閉時， 仍會存在微量靜態損耗。 該損耗值通常被視為可忽略不計， 量級為微安（μA） 且常為個位數。 然而運行狀態下的靜態損耗可能高達其五倍，
在考慮降壓轉換器時， 電源樹根部存在一個關鍵且可能未解決的因素是所需的輸入電流。 通常， 降壓轉換器的輸出電流 IOUT 與輸入電流 IIN 不同，而同步降壓轉換器的 IOUT 可能大于其 IIN 。 但降壓轉換器中 IIN 與 IOUT 永遠不相等（LDO則始終相等） 。
在本例中， 電路將輸入電壓 VIN 從 5 V 降至輸出電壓 VOUT 的 1.8 V。 假設負載電流 IOUT 設為 350 mA， 那么輸入電流 IIN 應該是多少？ 從工程師的角度來看， 問題的核心就是求解 IIN。
第一步是確定所選降壓轉換器的 DC-DC 轉換效率。 以安森美的器件規格書為例， 一款輸入 5 V、 輸出 1.8 V、 提供 350 mA 輸出電流的器件， 其額定效率為 90% 。
根據 P=V·I 公式， 1.8V乘以0.35 A可得輸出功率 POUT 為0.63W。 根據定義， 輸出功率等于輸入功率乘以轉換效率， 因此輸入功率 PIN 等于輸出功率除以轉換效率。 將 0.63 除以0.9， 得到輸入功率 PIN=0.7W。
根據歐姆定律， IIN = PIN÷ VIN 。 將0.7除以5得出0.14A。考慮到可能的功率損耗， 在上述電壓規格下， 輸出電流為 350 mA 的降壓轉換器， 其所需的輸入電流為 140 mA。
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