由于不同特性和規格的芯片各自靜態和動態參數不同，使用相規格的芯片便于分析損耗分布，在這里選用Econodual3半橋模塊FF900R12ME7構建ANPC拓撲，先使用ANPC-PWM1算法進行調制，如下圖以典型2.5MW PCS工況為例得到相應的損耗數據。

表1 2.5MW儲能變流器仿真工況

圖1 ANPC-PWM1損耗分布情況

通過上圖可以看出不同工況下器件的整體損耗分布：

將損耗進一步細分為導通損耗和開關損耗，得到圖2器件具體的損耗情況。

圖2 ANPC-PWM1導通損耗和開關損耗占比

根據仿真結果可得ANPC-PWM1調制策略對各個位置芯片的面積需求，如下圖三所示：

圖3 ANPC-PWM1調制策略對芯片面積的需求

在實際應用中不同的調制比和功率因數均會對芯片的損耗分布產生影響，較高的調制比會增加正電平或負電平路徑上芯片的損耗，較低的調制比會增加零電平路徑上芯片的損耗；不同的系統功率因數對應不同電壓和電流的交疊區域，也會影響導通路徑上的損耗持續時間，損耗分布也呈現不同于典型工況的結果。

下面以典型的功率因數PF=1，PF=0和PF=-1以及不同調制比為例，對比分析各因素對損耗分布的影響。在仿真中保持其他直流側參數不變，固定輸出電流，僅改變功率因數和調制比進行仿真。

圖4 PF=1時ANPC-PWM1在不同調制比下的損耗分布

圖4為在PF=1下不同調制比下的損耗分布?？梢娫谡{制比降低后，T1/T4導通時間縮短，因此對應的導通損耗降低，開關損耗基本持平；T2/T3由于調制比降低后電流路徑轉移至零電平回路，T2/T3仍然會產生導通損耗，因此和較高調制比時的導通損耗區別不大；D5/D6因導通時間變長，導通損耗有所增加；

圖5 PF=-1時ANPC-PWM1在不同調制比下的損耗分布

圖5為PF=-1下不同調制比下的損耗分布，損耗集中在D1/D4，D2/D3和T5/T6上，調制比降低后，零電平路徑T5/T6的導通損耗上升， D1/D4導通損耗降低，D2/D3均為導通損耗，且D2/D3保持常通損耗沒有變化；

圖6 PF=0時ANPC-PWM1在不同調制比下的損耗分布

圖6為PF=0下不同調制比下的損耗分布，純無功工況下，調制比降低后T2/T3和D2/D3損耗沒有變化，但是由于導通時間變化，T1/T4和D1/D4芯片上的損耗會轉移到T5/T6和D5/D6芯片上。

如上篇文章提到，ANPC2調制策略的開關邏輯與ANPC-PWM1有所不同，T2/T3要進行高頻開關動作，損耗占比很大。F3L3MR12W3M1H模塊是基于ANPC-PWM2設計，用于高效率的215kw PCS，其中高頻開關M2/M3采用SiC芯片，四個工頻開關T1/T4/T5/T6使用IGBT芯片。表2是215kw PCS工況的仿真參數，基于F3L3MR12W3M1H_H11得到的損耗數據如圖7所示。

表2 215kW儲能變流器仿真工況

圖7 ANPC-PWM2在不同工作模式下的損耗分布

根據仿真結果可以看到，ANPC-PWM2調制中高頻SiC芯片在各個工作模式下的損耗占比遠遠大于IGBT芯片，模塊的大部分損耗集中在SiC芯片上。其中SiC芯片的性能,散熱和芯片可靠性等綜合因素決定系統性能的優劣和長期運行可靠性。

圖8 ANPC-PWM2調制策略對芯片面積的需求

圖8為ANPC-PWM2調制算法所需的芯片面積占比，在對應模塊中，根據損耗分布配置合理的芯片面積，均衡各個芯片的溫升，可以得到最佳的輸出能力和效率。