對于DC/DC電源來說，顧名思義，其上一級輸入一定也是一個直流電壓。對于理想情況來說，對于一個DC/DC來說，其輸入的電壓值穩定可靠，永遠保持在一個穩定的狀態，無論后面的電流怎么變化，其電壓都恒定在設置的電壓。后一級的電流變化如同一個干擾項，干擾前一級的電壓穩定度，兩者如同掰手腕，看誰力氣大。理論上，這個Vin的電壓就是12V，永遠都是12V，不管后面電流咋變，反正能絕對的把Vin的電壓控制在12V，無論后一級電流如何變化都不會改變。很多理想電源供電的場景，是不需要濾波電容了。這一點，實際電路肯定做不到，所以需要輸入濾波電容來提供瞬態的電流需求。

實際場景中，從上一級直流電源到下一級DC/DC電源之間有PCB走線或者線纜走線。實際應用中，輸入電源可能距離很遠，有了很長的走線，走線越長，電感就越大。由于這個電感的存在，即使上一級電源是理想電源，由于電感電流不能突變，需要一個儲能器件來輔助提供瞬間變化的電流。此時我們就需要一個電容接到電源輸入的地方。

如果兩級電源足夠的近，這個電感不是就足夠的小，小到可以忽略，是不是可以不需要這個電容？答案是否定的，因為：第一，沒有所謂的理想電源，上一級電源也是依賴電容實現穩壓；第二，實際場景中，兩級電源之間不可能足夠短，很可能有很長的PCB走線或者有線纜。

那么我們應該選擇多大容量的電容作為輸入電容呢？

和Buck電路一樣，需要對Boost變換電路的輸入電容的容值進行選擇。這個電容的容值如果選大了，或者用多了，是浪費；電容選小了，或者用少了，會導致兩種后果：

①電容值不夠，導致輸入電源的電壓跌落；

② 輸入電容能夠承載的有效電流不能夠滿足額定要求，導致電容過熱引起失效。

輸入電容隨Boost電源不斷開關進行充電和放電：當開關打開時，電流突然增大，輸入電容輔助提供電流，此時輸入電容處于放電狀態；當開關關閉時，電流突然減小為0，則輸入電容處于充電狀態。

根據基爾霍夫定律，所有進入某節點的電流的總和等于所有離開這節點的電流的總和。我們來分析“電源輸入節點”的電流。節點的電流有3個，一個是來自電源輸入的，由于我們把Vin看成理想電源以及線路的電感的存在，它可以近似看作是恒定的電流源Iin，一個是流向輸入電容Cin的電流Icin，另外一個節點是電感L電流IL。

根據基爾霍夫電流定律，節點電流和為0，并且電源輸入的電流恒定，那么當電感電流的變化量必然等于電容電流的變化量，因為最終三個電流的總和為0。

電感上電流我們分析過，是一個鋸齒狀。那么輸入電容的電流變化就是功率電感的電流變化的反向波形。

電容電流大于0時，電容在充電，電容電流小于0時，電容在放電。輸入電容上的電流變化的幅度與電感上紋波電流幅度相同，都是ΔIL。

電容電流波形在整個開關周期內的平均值為0，充電和放電在一個周期中各占1/2，在圖中充電部分面積和放電部分面積相等，那么在充電或放電的電荷量Q=I*t，從圖中可以看出，在一個周期內電容電流變化量是ΔIL，那在電容在充電1/2T周期中電流的變化量是1/2ΔIL。

這個過程中電容儲存的電荷量就會發生變化，也是一個動態的電壓。充放電的過程中就有電流的流過，而實際的電容不可能是理想的，有相應的等效模型。從電容的等效模型中看，存在等效串聯電阻和電感(在實際模型中ESR比較大起到主要作用，我們忽略等效電感)，電流流過等效串阻會產生一個電壓Vesr。一個是電容放電或者是充電，存儲的電荷量發生了變化，這個變化會導致電壓變化，可以用公式Q=CVq來表示，Vq即是電壓的變化。

此時我們可以計算電容與輸入電壓紋波的關系。通過電源對輸入紋波的要求，來確定我們需要選定的電容的容值。

充電時間：1/2T

充電最大電流：1/2ΔIL

充電電荷量為電流的時間積分，Q=充電三角形面積，如圖所示。

我們可以計算在電容上充放電，電容上電量Q的變化，導致的電壓的變化量。

電容有等效串聯電阻ESR，電容充放電時有電流流過，電流流過ESR會產生壓降，這個壓降用Vesr表示。輸入電容上的ESR也會隨著電流變化，影響輸入電壓的變化。這個計算比較簡單，就是電阻的歐姆定律。

從表達式可以發現紋波電流的大小與電感量、開關頻率、輸入電容值等相關，在選擇的過程中要綜合實際使用情況，對于大電流場景，我們會同時使用陶瓷電容和電解電容。以往的設計，我們一般認為：陶瓷電容ESR小，容量小，電解電容ESR大，容量大，一般情況會在電源輸入端并電解電容和陶瓷電容。現在隨著陶瓷電容的工藝越來越進步，相同封裝的耐壓值和容值都可以做得比較大。所以很多場景下只使用陶瓷電容作為輸入電容的選擇。鋁電解電容有壽命和可靠性的問題，相對來說用得越來越少。