本文將分析帶容性負載的 D 類放大級工作原理，并講解其在壓電放大器設計中的應用方式。

壓電驅動器是各類壓電系統的必備組成部分，廣泛應用于精密定位與運動控制場景。壓電驅動器輸出級的最優設計方案取決于具體應用場景。正如前文所述，AB 類輸出級線性度高、紋波小，最適合小行程應用。

本文將介紹另一種應用廣泛的輸出級架構 ——D 類放大器的優缺點。在講解其工作原理后，將原理落地應用于容性壓電負載驅動場景，重點分析 D 類輸出級在大功率壓電放大器中的應用優勢。

D 類輸出級拓撲結構

帶容性負載的 D 類輸出級電路如圖 1 所示。

圖 1：用于電壓反饋放大器、帶容性壓電負載的 D 類半橋開關輸出級

D 類輸出級的工作原理與 AB 類完全不同。MOSFET 以開關模式工作：理想導通狀態無壓降，關斷狀態無電流。上下橋臂 MOSFET 按 PWM 開關頻率 fPWM=1/T 交替通斷，占空比為 τ/T；上管導通時下管關閉，反之亦然。

開關節點電壓（VSW）在正電源 VP 與負電源 VN 之間來回切換，有效有用信號蘊含在 VSW 的低頻分量中。

該架構通常采用二階 LC 低通濾波器，也可采用更復雜的低通拓撲。與阻性負載 D 類電路不同，壓電負載本身電容 Cl 會與濾波并聯電容 Cf、串聯電感 Lf 共同構成 LC 低通濾波網絡。后文將說明，這些器件的參數選型，會同時影響輸出紋波與壓電反饋放大器的動態頻率響應。

功耗與熱管理

在理想器件條件下，輸出級本身無功率損耗。可以這樣理解能量流向：理想 D 類輸出級驅動正弦激勵的容性壓電負載時，由于負載呈無功特性，電壓與電流相位正交，不會向負載輸送凈有功功率。

既然負載和輸出級都不消耗功率，能量去往了哪里？與 AB 類不同，電源在半個周期內向負載輸送的能量，會在另半個周期回流至電源并被電源吸收。

這一特性依賴輸出級的雙向電流能力，要求負載灌電流與拉電流均可通過上下橋臂通路雙向流動。

設計意義

在理想條件下，電容負載的正弦激勵僅導致電源與負載通過D類輸出級之間的能量來回交換。這種能量回收為需要大功率和/或高速且壓電負載大的壓電器件應用提供了極具吸引力的價值主張。

這種做法的好處不僅僅是節電。也許更重要的是，無功功率不會轉化為熱能。熱管理的好處可能非常顯著。除了節省總質量、體積和成本外，在某些情況下，這也是減少功率晶體管熱應力的唯一方法。

實際工程考量

前文均基于理想工況分析，實際商用 D 類壓電驅動器仍存在功耗損耗，主要來源于 MOSFET 高頻 PWM 開關帶來的導通損耗與寄生電容充放電損耗。

MOSFET 導通電阻 Rds (on)、濾波電感寄生電阻 RLf 產生的導通損耗近似計算公式：損耗功率≈負載均方根電流 2×(MOSFET 導通電阻 + 電感寄生電阻)

當死區時間不為零時，體二極管導通損耗也會產生影響（占比相對較小）。此外還存在與 PWM 開關頻率正相關的開關損耗和寄生損耗，主要包括：

• 柵極驅動損耗（MOSFET 輸入電容）

• 體二極管反向恢復損耗

• 輸出電容電荷損耗

上述損耗均隨 PWM 頻率升高而增大。提升開關頻率必然要在功耗之間做取舍，但提高頻率也存在利好，下一節將說明：PWM 頻率對輸出紋波影響極大。

輸出紋波與 LC 濾波器設計

受開關工作特性影響，D 類放大器天然存在輸出紋波，接入容性壓電負載后同樣如此。紋波頻率由 PWM 開關頻率 fPWM 決定，紋波幅值則取決于開關頻率與輸出 LC 濾波網絡參數。

需采用系統化設計方法，將紋波控制在指標范圍內，并厘清參數對其他性能的影響。先從基礎設計公式入手。

LC 濾波器設計公式

假設圖 1 中開關節點 VSW 在對稱電源 ±Vs 之間切換（VP 與 VN 絕對值相等），濾波電感 Lf 上最大峰峰值紋波電流計算公式：電感紋波峰峰值 = 電源電壓 ÷(2×PWM 頻率 × 電感值)

負載最大峰峰值電壓紋波計算公式：負載電壓紋波峰峰值 = 電源電壓 ÷[8×PWM 頻率 2×(濾波并聯電容 + 負載電容)× 電感值]

式中 Cf 為濾波并聯電容，Cl 為壓電負載電容。以上公式基于簡單 LC 濾波器模型，總電容為 Cf 與 Cl 之和。

輸出級濾波網絡還會影響壓電驅動器小信號帶寬，可設計為三階巴特沃斯響應，帶寬公式：帶寬 = 1÷(2π×√[1÷(2× 總電容 × 電感值)])其中總電容 Ctot = Cf + Cl

整機系統帶寬還受其他電路級以及圖 1 電壓反饋環路影響，可通過提升環路增益進一步拓展帶寬。

結合紋波電流、紋波電壓、帶寬的指標要求，可列出多組不等式約束條件，限定 Lf、Ctot 的取值范圍；同時電感選型還受最大可用電感值 Lmax 限制。

公式計算得出的參數范圍，還受實際器件工藝約束：市面上濾波電感雖可兼顧尺寸、電流能力與頻率特性，但電感量存在上限。

設計區間可視化分析

代入實際工程參數可直觀體現這套設計方法的價值：電源電壓 Vs = 150 VPWM 開關頻率 fPWM = 300 kHz最大允許電感紋波電流 = 4 A（峰峰值）最大允許輸出電壓紋波 = 1 V（峰峰值）小信號帶寬 = 3 kHz電感最大取值 Lmax = 68 μH

將參數代入約束不等式，可在 Lf-Ctot 二維平面形成可用設計區間，如圖 2 所示。

圖 2：PWM 頻率 300 kHz 下，Lf 與總電容 Ctot 的設計區間分布圖

圖中純色區域為禁止選用區間，綠色斜線交集區域為合規區間，該范圍內的 Lf、Ctot 組合可同時滿足紋波與帶寬指標要求。

指標參數、電源電壓、開關頻率、電感上限不同，合規區間會變大、變小甚至完全不存在；若無可用區間，說明當前參數下無法滿足設計要求。

將 PWM 頻率從 300 kHz 提升至 400 kHz，可用設計區間會明顯拓寬，如圖 3 所示。

圖 3：PWM 頻率 400 kHz 下，Lf 與總電容 Ctot 的設計區間分布圖

提高 PWM 頻率有利于抑制殘留紋波，但也會帶來電磁兼容 EMI 設計難度上升、器件選型受限、功耗增加等新問題。

在合規區間選定電感 Lf 后，可對應得到總電容 Ctot 的合理取值范圍。若設計需要兼容大范圍變化的負載電容，需在負載側并聯小容量濾波電容，降低小壓電負載下的紋波電流。

但該做法會限制小負載工況的最大負載電流，進而影響壓擺率性能。

總結

D 類輸出級尤其適合大功率壓電放大器設計，在需要高頻往復運動、長行程機械位移的壓電應用中，可充分發揮能量回收優勢。

盡管 PWM 開關會帶來輸出殘留紋波，但在 AB 類散熱能力無法滿足工況的場景下，D 類架構具備不可替代的優勢。想要兼顧紋波、帶寬、功耗與 EMI 指標，必須合理選型 LC 濾波器件。本文給出的系統化設計流程，可為此提供完整設計依據。