模擬芯視界 | 使用有源 EMI 濾波器縮減汽車系統中 EMI 濾波器的尺寸和成本
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在上期中，我們探討了運算放大器電路中，輸入階躍與輸出負載瞬態響應時間的差異問題。
本期，為大家帶來的是《優化放大器電路中的輸入和輸出瞬態穩定時間》，將討論有源EMI濾波器技術能顯著縮小汽車電源尺寸、降低成本，是替代傳統無源濾波器的先進解決方案。
引言
電磁干擾 (EMI) 是所有現代電子器件固有的問題，因此大多數電子器件必須符合嚴格的 EMI 法規才能投入市場。隨著汽車行業向自動駕駛、更先進的信息娛樂系統以及混合動力或全電動汽車趨勢發展，汽車電源轉換器需要處理更高的功率，并且尺寸更小、復雜性更高。因此，EMI 已成為電力電子產品設計人員面臨的一項主要挑戰。在汽車電力電子系統中，由電感器和電容器組成的傳統無源 EMI 濾波器是體積最大的部件之一。
濾波器 (AEF)，它使用有源電路來感應噪聲并注入相應的消除信號來降低 EMI。本文概述了基于 LM25149-Q1的差模 AEF 的實現方案，其中，LM25149-Q1 是一款具有集成式 AEF 的降壓控制器。測試結果表明，與傳統無源濾波器相比，在采用 AEF 設計的 400kHz 轉換器中，EMI 濾波器面積縮小近 50%，體積縮小 75% 以上。
AEF 概念
圖 1 所示為 AEF 的等效電路；vS 是噪聲源，ZS 是內部阻抗，而ZL代表負載。
圖 1：AEF 的等效電路
AEF 會感應、放大噪聲電壓 vL，并將消除電流 icancel注入到系統中。假設從 vL 到 icancel 的增益為 A，則表示AEF 等效阻抗的公式 1 如下：
公式 1
較大的增益會產生一條低阻抗路徑來分流噪聲電流，從而可以降低 VL。
AEF 實現
圖 2 所示為 AEF 的實現情況，其中 ZL表示線路阻抗穩定網絡或電源的阻抗；Cin 表示電源轉換器的輸入電容器；L 是差模電感器；Csense 和 Cinj是感應電容器和注入電容器，也用于將放大器電路與電源隔離；Ccomp、Rcomp、Ccomp1 和 Rcomp1 可確保系統穩定性；而 Zdamp包含與電容器并聯的小電阻器，是一個阻尼網絡，用于阻尼 AEF 和 L 之間的諧振。
圖 2：AEF 實現
針對此實現方案，表示 AEF 等效阻抗的公式 2 如下：
公式 2
其中，Zop 是運算放大器的輸出阻抗，Gop_amp 是從感應節點到運算放大器輸出端的電壓增益，而 ZC_inj 是注入電容器的阻抗。
電感器選擇標準
如圖 2 所示，AEF 需要配合 L 進行噪聲濾波。L 的選擇有兩個主要標準：噪聲衰減和運算放大器飽和度。
噪聲衰減
AEF 提供一條低阻抗路徑并與 L 形成分壓器，用于降低噪聲。在相關頻率范圍內，Cin 的阻抗遠小于 L 的阻抗，且負載阻抗 ZL 遠大于 AEF 的等效阻抗。因此，計算 L和 AEF 降噪的公式 3 如下：
公式 3
其中，ZL_inductor為 L 的阻抗。
根據公式 3，可參考以下步驟為具有 AEF 的給定轉換器設計相應的 L：
通過實際測量或仿真，獲得電源轉換器的裸噪聲，即未經任何濾波的電源轉換器噪聲。
2. 根據公式 4 確定所需的噪聲衰減：
公式 4
其中，vbare 為電源轉換器的裸噪聲，vlimit 為相關 EMI標準規定的限值，而 m 為安全裕度（如 6dB）。
3. 根據公式 2 計算 AEF 的等效阻抗。
4. 根據公式 3 獲得 L 的阻抗并選擇電感器
開關頻率下的基波 EMI 雜散通常高于其他雜散，并決定了電感值。例如，假設有一個 400kHz 的轉換器，其主要基波雜散為 96dBμV。如果相關的 EMI 標準將400kHz 尖峰限制為 56dBμV，則需要的噪聲衰減加上6dB 裕度將是 46dB，即 200 倍。
對于 LM25149-Q1 控制器，400kHz 轉換器的典型AEF 配置為 100nF Csense、50kΩ RDC_fb、1kΩRcomp、1nF Ccomp 和 470nF Cinj；Zdamp 是一個與 15Ω電阻器并聯的 220nF 電容器。使用此配置，在 400kHz時，Rcomp/ZC_sense = 2ωf × RcompCsense可以估算出Gop_amp 約為 250；Zdamp 約為 1.8Ω；Zinj 約為 0.8Ω；集成運算放大器的開環輸出阻抗約為 1Ω；而閉環輸出阻抗 Zop 估算值為 0.5Ω。因此，根據公式 2，AEF 的等效阻抗 Zeq_AEF 約為 12.4m?。根據公式 3，L 的阻抗在400kHz 時需要約為 2.5?，這對應于 1μH 電感。
運算放大器飽和度
由于運算放大器的輸出電壓和電流受到限制，另一個標準是確保運算放大器不會因所選電感器而飽和。AEF 通常會因輸出電流而不是輸出電壓產生飽和，這歸因于注入路徑的低阻抗。公式 5 計算流過電感器的噪聲電流為：
公式 5
如果基波開關頻率下的電壓雜散 vbare_fund 高于其他頻率下的電壓雜散，則 vbare_fund 主要決定了流入運算放大器的電流。但是，需要為其他頻率分量的累積貢獻留出一定的裕度。對于 400kHz 轉換器，裕度應約為25mA，而對于 2MHz 轉換器，裕度應約為 35mA。LM25149-Q1 中集成的 AEF 的最小輸出電流能力約為65mA。在 400kHz 轉換器中使用 AEF 時，流經 AEF 的電流的 400kHz 分量應小于 40mA。假設占主導地位的基波 (400kHz) 裸噪聲雜散為 100mV，那么電感器的阻抗需要大于 2.5Ω 以防止 AEF 飽和。
PCB 布局注意事項
為了提高 AEF 的高頻性能，在印刷電路板 (PCB) 布局布線期間應注意防止耦合噪聲對 AEF 輸出的影響。表 1列出了 LM25149-Q1 的 AEF 相關引腳。
表 1. LM25149-Q1 的 AEF 相關引腳
為了提高 LM25149-Q1 中的 AEF 性能，請在PCB 布局布線期間遵循以下指南：
? SENSE、INJ 和 REFAGND 布線應平行置于沒有噪聲的層上，并盡可能靠近以盡可能減少近場耦合。避免各層產生噪聲或高壓走線。REFAGND 不應位于 SENSE 和 INJ 布線之間。三者的布線不能位于集成電路 (IC) 下方或靠近噪聲布線或元件（例如 IC 的 VCC 電容器）。
? 將 REFAGND 直接布放到沒有噪聲的接地端，或是感應/注入節點附近的接地端。從噪聲的角度來看，REFAGND 是最關鍵的引腳。REFAGND 引腳有噪聲時，可能會顯著影響 AEF 的性能。不要將任何電容器接地到REFAGND 引腳或 REFAGND 布線。
? 還應確保 AVSS 接地沒有噪聲，并盡可能遠離 IC。不要將 AVSS 直接連接到電源控制器IC 的接地/散熱焊盤。使 AEF 偏置電源的去耦電容器一直靠近 AEFVDDA 引腳和 AVSS接地連接。
? 將高頻補償元件 Rcomp1 和 Ccomp1 放置在其他 AEF 元件附近。確保接地連接遠離任何噪聲源；換句話說，不要在功率級或輸入電容器附近將該支路接地。
圖 3a 所示為不正確的 PCB 布局，其中SENSE、INJ 和 REFAGND 布線太靠近 IC 和VCC 電容器，這會向 AEF 引入耦合并影響其性能。圖 3b 所示為使用這種布局的測量結果，其中在啟用 AEF 的情況下可以看到 8MHz 到30MHz 之間的噪聲增加。
(a) AEF 不良布線布局
(b) 使用不良布局時的測量結果
圖 4 所示為有助于解決此問題的良好 PCB 布局。
圖 4：可實現出色 AEF 性能的適當 PCB布局示例R
通過 AEF 減小尺寸和體積
LM25149-Q1 中實施的 AEF 可通過減少濾波器元件大幅降低 EMI，如圖 5 中的測量結果所示。
圖 5.使用無源濾波器和 AEF 時的差模噪聲頻譜
我們在 440kHz 的開關頻率、12V 的輸入電壓和 5V/5A 的輸出條件下進行了測量。對于該 AEF，L 為1μH，Csense 為 100nF，Ccomp 為1nF，Rcomp 為 1k?，Ccomp1 為100nF，Rcomp1 為 0.5?，RDC_fb 為50k?，Cinj 為 470nF，阻尼網絡是一個與 15? 電阻器并聯的 220nF 電容器。
相比之下，無源 EMI 濾波器是一個3.3μH 的差模電感器，而且并聯了兩個10μF 差模電容器和兩個 100nF 差模電容器。在 AEF 和無源濾波器解決方案之間，實現相同衰減下的 AEF 尺寸和體積分別減小了約 50% 和 75%，如表 2 所示。
表 2.無源濾波器和 AEF 的尺寸和體積比較
表 2 中的估算值考慮了 AEF 所需的所有外部元件以及實際 PCB 布局的尺寸增加情況。除了密度優勢外，AEF 還提供了一種無需大型電感器和電容器的低成本解決方案。
結論
有源 EMI 濾波器能夠出色地取代傳統上笨重且昂貴的無源濾波器。電力電子產品設計人員可利用集成到 TI汽車控制器 LM25149-Q1 中的 AEF 來應對汽車環境中的 EMI 挑戰、提高功率密度并降低其電源解決方案的成本。
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