圖 1 所示的相移全橋 (PSFB) 在 500W 以上的應用中很受歡迎，因為它可在輸入開關上實現軟開關，從而提高轉換器效率。雖然開關損耗大大降低，但輸出整流器上仍會出現高壓應力，因為其寄生電容會與變壓器漏電感（建模為 L_r，如 圖 1 中所示）諧振。輸出整流器的電壓應力可能高達 2V_INN_S/N_P，其中 N_P 和 N_S 分別是變壓器的初級繞組和次級繞組。

傳統上，要限制輸出整流器上的最大電壓應力，需要無源緩沖器，例如電阻器-電容器-二極管 (RCD) 緩沖器，但使用無源緩沖器將消耗功率，從而導致效率損失。

圖 1 對于具有無源鉗位和波形的 PSFB 功率級，

使用無源鉗位會消耗功率，從而導致效率損失。

或者，您可以應用有源緩沖器來鉗制整流器電壓應力，而不消耗緩沖器電路中的任何功率（假定存在理想開關）。圖 2 顯示由 (C_CL) 和 MOSFET (Q_CL) 形成的有源鉗位橋臂 (ACL) 插入到輸出電感器之前。當輸出繞組電壓變為非零時，能量將從初級繞組轉移到次級繞組，以便將輸出電感器通電，還會通過 Q_CL 體二極管傳導電流以對 C?_CL 充電，即使 Q_CL 未導通也是如此。您可以在 Q_CL 體二極管已傳導電流后將其導通，以在 Q_CL 上確保零電壓開關 (ZVS)。

圖 2 對于具有有源鉗位和波形的 PSFB 功率級，與無源緩沖器不同，有源緩沖器不會消耗功率電阻器上的振鈴能量，而是作為無損緩沖器在 LC 諧振回路中實現能量循環。

請務必在有源鉗位 MOSFET (I_CL) 極性變化之前導通 Q_CL，以便在有效占空比 (D_effT_S) 開始時完成 C_CL 上的電流秒平衡。換句話說，Q_CL 只需導通足夠長時間，即可使有源緩沖器的電流秒平衡按照預期發揮作用，從而將輸出整流器電壓鉗位到 C_CL 電壓 (V_CL)。換句話說，Q_CL 不需要在整個 D_effT_S 期間內導通，只需在相對較短的時間段內導通。因此，Q_CL 可以有一個固定的導通時間，即 Q_CL 導通時間 (D_ACLT_S) 是常量，同時保持 D_effT_S 始終大于電流秒平衡 (D_CSBT_S) 完成的持續時間。

這種方法解決了使用有源緩沖器時的一項挑戰，因為變壓器繞組電流不會單調上升，而如果使用峰值電流模式控制，這會是一個問題。這是因為有源緩沖電容器的能量還會參與使輸出電感器通電，而不僅僅依賴于初級側的能量傳送。由于 D_effT_S 大于 D_CSBT_S，因此當變壓器電流單調上升時，可能進行峰值電流檢測。由于具有較大 D_eff 的 PSFB 有望實現高效率，因此您可以將 PSFB 設計為在中高負載條件下具有較大 D_eff，此時 D_eff >> D_CSB。在輕負載條件下，轉換器應該在不連續導通模式下運行，此時 D_eff 將小于連續導通模式下的 D_eff（在相同的輸入/輸出電壓條件下）。為了使 D_effT_S 即使在輕負載條件下也大于 D_CSBT_S，您可以使用降頻控制或突發模式控制。

因為 C_CL 紋波電壓會影響輸出整流器上的總電壓應力，因此您必須選擇足夠大的 C_CL 以實現低電容器紋波電壓。您還必須選擇 C_CL，以便由 L_r 和 C_CL 形成的電感器-電容器 (LC) 諧振周期遠長于由公式 1 表示的開關周期：

方程式 1

使用有源緩沖器時，整流器電壓應力將鉗制在 V_INN_S/N_P左右，這大約是沒有任何鉗位電路時電壓應力的一半。與無源緩沖器不同，有源緩沖器不會消耗功率電阻器上的振鈴能量，而是作為無損緩沖器在 LC 諧振回路中循環能量。因此，在相同規格下，與使用無源緩沖器的 PSFB 相比，預計使用有源緩沖器的 PSFB 轉換器效率更高。

要了解決定 ACL 電流值的因素，您需要計算流經 ACL 本身的電流。圖 3 展示了 ACL 導通周期的波形。

圖 3 ACL 電流導通周期的波形。

假定 V_CL 為常量且 L_m = ∞，則公式 2 在漏源電壓上升時推算輸出整流器 (i_SR2) 一側的電流，如下所示：

方程式 2

通過假定 i_SR2 電流以恒定速率減小，公式 3 可推算 t₂-t₁ 的持續時間，如下所示：

方程式 3

由于 C_CL 需要保持電流秒平衡，因此面積 A1 和 A3 之和將等于面積 A2。通過所有這些信息，可以計算 i_CL 的均方根 (RMS) 值。如公式 3 所示，同步整流器 (SR) 輸出電容 (C_OSS) 控制 ACL 上的峰值電流。如果您選擇較低 C_oss SR FET，則 ACL RMS 電流會更低，從而有助于提高轉換器效率。

圖 4 顯示了德州儀器 (TI) 采用有源鉗位的 54V、3kW 相移全橋參考設計的波形。該參考設計是一款 400V 輸入、54V 輸出、3kW PSFB 轉換器，采用通過 TI C2000? 微控制器實現的有源鉗位。在此設計中，變壓器匝數比為 Np:Ns = 16:3。當 ACL FET 在輸出電感器通電期間僅導通 300ns 時，即使在 3kW 負載下，輸出整流器電壓應力（圖 4 中的 Ch1）也限制為 80V。較低的電壓應力使得可以選用耐壓等級較低、性能指標更優的 SR FET，從而進一步提升 PSFB 的效率。

圖 4 具有有源鉗位的 54V、3kW 相移全橋

參考設計穩態波形。

這種控制方法不限于具有一個 ACL 的全橋整流器；您也可以將其應用于具有其他類型整流器的有源緩沖器，例如倍流器或中心抽頭整流器。TI 推出的采用有源鉗位、功率密度大于 270W/in³ 的 3kW 相移全橋參考設計包含帶有源鉗位的 400V 輸入、12V 輸出、3kW PSFB 轉換器，其中次級側使用中心抽頭整流器。即使在 3kW 負載條件下，輸出整流器應力（在 圖 5 中為 Ch1）也限制為 40V。

圖 5 具有有源鉗位的 3kW 相移全橋參考設計，功率密度

大于 270W/in3 并提供穩態波形。

在 PSFB 轉換器中實現有源緩沖器可顯著降低輸出整流器上的最大電壓應力。電壓應力的降低使得可以選用耐壓更低的 SR FET，從而實現更優的性能指標。雖然有源鉗位會在實現峰值電流模式控制方面帶來挑戰，但只要實現方式得當，依然可以實現有源鉗位與峰值電流模式控制協同作用。與傳統 PSFB 實現方式相比，這種組合可提高功率密度和效率。