在所有功率因數校正 (PFC) 拓撲中，圖騰柱無橋 PFC 具備出色效率，因而在服務器與數據中心中得到廣泛應用。然而，閉合連續導通模式 (CCM) 圖騰柱無橋 PFC 的電流控制環路并不像傳統 PFC 那樣簡單直接。在 CCM 下運行的傳統 PFC 采用平均電流模式控制器，如圖 1 所示，其中 VREF 是電壓環路基準，VOUT 是檢測到的 PFC 輸出電壓，Gv是電壓環路，VIN 是檢測到的 PFC 輸入電壓，IREF 是電流環路基準，IIN 是檢測到的 PFC 電感器電流，Gi 是電流環路，d 是脈寬調制占空比 (PWM)。由于傳統 PFC 采用橋式整流，所有這些數值均為正，且電流反饋信號 IIN 是整流后的輸入電流信號。

圖 1 PFC 的平均電流模式控制器，其中所列全部參數

均為正值，且 IIN 是整流后的輸入電流信號。

由于圖騰柱無橋 PFC 中的電感器電流為雙向電流，傳統 PFC 所用的電流檢測方法不再適用。而是，需采用如霍爾效應傳感器這類雙向電流傳感器，來檢測雙向電感電流并為控制環路提供反饋信號。

不過，霍爾效應傳感器的輸出不會與檢測到的電流 100% 匹配。舉例而言，若檢測電流為正弦波，霍爾效應傳感器的輸出則會是帶有直流失調的正弦波，如圖 2 所示。因此，無法直接將其用作圖 1 所示電流模式控制器的反饋信號，需對控制器進行調整，以適配這種新的反饋信號。在本期電源設計小貼士中，將介紹使用這種新的反饋信號來閉合電流控制環路的三種方法。

圖 2 圖騰柱無橋 PFC 及其電流檢測信號，顯示霍爾效應傳感器輸出不會與檢測到的電流 100% 匹配。

某些數字控制器（例如德州儀器 (TI) 的 UCD3138）采用硬件狀態機實現控制環路；因此，狀態機的所有輸入信號必須大于或等于零。在此類情況下，按以下步驟閉合電流控制環路：

1.通過兩個模數轉換器 (ADC) 分別檢測交流線和交流中性線電壓。

2.使用固件對檢測到的 VAC 信號進行整流，如公式 1 和 圖 3 所示。

公式 1

圖 3 使用公式 1 中所示固件對檢測到的

輸入電壓 VAC 進行整流。

3.采用與計算傳統 PFC 中的 IREF 時相同的方法計算正弦基準 VSINE，如公式 2 和 圖 4 所示。

公式 2

圖 4 采用與計算傳統 PFC 中的 IREF 時相同的方法計算正弦基準 VSINE。

4.直接使用霍爾效應傳感器輸出作為電流反饋信號 IIN（公式 3）。

公式 3

5.在正交流周期內，對比 VSINE 波形與霍爾效應傳感器輸出波形，二者形狀相同。唯一的區別是存在直流失調。使用公式 4 計算電流環路基準 IREF。

公式 4

6.控制環路具有標準負反饋控制。使用公式 5 來計算進入控制環路的誤差：

公式 5

7.在負交流周期內，對比 VSINE 波形與霍爾效應傳感器輸出波形，二者不同之處不僅為直流失調，波形走向也相反。使用公式 6 計算電流環路基準 IREF。

公式 6

8.在負交流周期內，電感器電流越高，霍爾效應傳感器輸出的值越低。控制環路需要從負反饋變為正反饋。使用公式 7 來計算進入控制環路的誤差。

公式 7

對于 TI C2000 微控制器這類純固件數字控制器，控制環路由固件實現，這意味著內部計算參數可正可負。在此類情況下，按以下步驟閉合電流控制環路：

1.通過兩個 ADC 檢測交流線和交流中性線電壓。然后使用線電壓減去中性線電壓以獲得 VIN，如公式 8 和 圖 5 所示。

公式 8

圖 5 使用線電壓減去中性點電壓后，計算 VIN。

2.采用與傳統 PFC 相同的方法，計算正弦電流環基準 IREF，如公式 9 和 圖 6 所示。

公式 9

圖 6 采用與傳統 PFC 相同的方法計算 IREF。

3.對比 IREF 波形與霍爾效應傳感器輸出波形，二者形狀一致，唯一不同的是直流失調。使用公式 10 計算輸入電流反饋信號 IIN。圖 7 顯示了波形。

公式 10

圖 7 使用霍爾傳感器輸出的波形和直流失調計算 IIN。

4.在正交流周期內，控制環路具有標準的負反饋控制。使用公式 11 來計算進入控制環路的誤差：

公式 11

5.在負交流周期內，電感器電流越高，霍爾效應傳感器輸出的值越低；因此，控制環路需從負反饋切換為正反饋。使用公式 12 來計算進入控制環路的誤差。

公式 12

總諧波失真 (THD) 要求愈發嚴格，尤其在服務器和數據中心應用中。降低 THD 需不斷提高控制環路帶寬。高帶寬會減小相位裕度，導致環路不穩定。有限的 PFC 開關頻率也限制了帶寬提升。為解決此問題，可在控制環路中加入預計算的占空比來生成 PWM，即占空比前饋控制 (dFF)。

對于 CCM 模式下的升壓拓撲，公式 13 對 dFF 的計算方式如下：

公式 13

該占空比形式可在開關上有效地生成一個電壓，此電壓在一個開關周期內的平均值等于整流輸入電壓。常規電流環路補償器會根據計算出的該占空比來更改占空比。由于升壓電感器在線路頻率下的阻抗非常低，占空比的微小變化即可在電感器上產生足夠的電壓，以生成所需的正弦電流波形，因此電流環路補償器無需具有高帶寬。

圖 8 展示了最終形成的控制方案。將計算出的 dFF 與傳統的平均電流模式控制輸出 dI 相加，得到最終的占空比 d，用于生成控制 PFC 的 PWM 波形。

圖 8 PFC 的占空比前饋控制，其中將計算出的 dFF 

與傳統的平均電流模式控制輸出 dI 相加，

將得到最終占空比 d，以此生成 PWM 波形來控制 PFC。

若要在圖騰柱無橋 PFC 中發揮 dFF 的優勢，可按以下步驟閉合電流環路：

1.執行方法 2 中的步驟 1、2、3、4 和 5。

2.計算 dFF，如公式 14 中所示。由于 VIN 是正弦波，且在負交流周期時為負值，計算時需取其絕對值。

公式 14

3.使用公式 15 將 dFF 與 GI 的輸出 dI 相加，得到最終占空比 d。

公式 15

此外，您還可以對基于硬件狀態機的控制器使用 dFF 控制。

閉合圖騰柱無橋 PFC 的電流環路不像傳統 PFC 那樣簡單直接，且不同控制器的實現方式可能存在差異。此電源設計小貼士可幫您理清圖騰柱無橋 PFC 控制環路實現過程中的困惑，為您的設計選擇合適的方法。