電源裝置的發展趨勢是小型化和輕量化。為了減小電源裝置的體積和重量，提高開關頻率是最可行的方法。然而，隨著開關頻率的提高，開關器件的開關損耗也越來越大，帶來了效率降低和發熱嚴重等問題。本文介紹一種新型的無損耗緩沖電路，使開關管工作在軟開關狀態，能夠極大地降低開關損耗，較好地解決了效率降低和發熱嚴重等問題。

2 傳統的雙管正激式變換器的缺點

雙管正激式變換器具有電路結構簡單、輸入與輸出電壓隔離、開關管電壓應力較小等優點，因而廣泛應用于大容量的電源裝置中。然而，傳統的雙管正激式變換器的開關管是硬開關，在關斷時會出現很大的浪涌電壓，使得開關管上的電壓上升率dv/dt很大，因而加大了開關管的開關損耗，并產生很大的電磁干擾(emi)。一般的方法是在變換器上加一個rc或rcd緩沖器，以吸收變壓器漏感所儲存的能量，從而抑制浪涌電壓、降低dv/dt。但是，加了這些緩沖器的變換器，因為其所吸收的能量最終被消耗在緩沖器自身的電阻上，開關頻率越高，緩沖器所消耗的能量就越大，變換器的效率就越低。

3 無損耗緩沖電路的拓撲結構及工作原理

新型的無損耗緩沖電路的拓撲結構如圖1。由mosfet管q1、q2(cs1、cs2為其結電容)，變壓器t1，二極管vd3、vd4組成了一個傳統的雙管正激式變換器；由箝位電容c1、c2，電感lc，二極管vd1、vd2組成無損耗緩沖電路。q1、q2采用pwm方式工作。無損耗緩沖電路的主要波形如圖2。下面對其工作原理進行分析。

由于q1、q2開關時間很短，lo的取值很大，所以近似認為負載電流io在開關時保持不變。假設電路的初始狀態為：開關管q1、q2上的電壓為uin/2，箝位電容c1、c2上的電壓為0。

(1)開關模態1［t0，t1］

t0時刻，開關管q1、q2開通，箝位電容c1、c2通過開關管q1、q2和箝位二極管vdc與箝位電感lc諧振工作，其等效電路如圖3(a)。負載電流io由vd6轉移到vd5上，勵磁電流im保持im不變。

(2)開關模態2［t1,t2］

在此開關模態中，二極管vd6關斷，負載電流i0完全轉移到vd5上，其等效電路如圖3(b)。勵磁電流im從-im開始線性上升。t2時刻，箝位電容c1、c2上的電壓達到uin，箝位電感lc上的電流下降為0，箝位二極管vdc自然關斷，開關模態2結束。

(3)開關模態3［t2,t3］

在此開關模態中，箝位網絡停止工作，變換器為正常的pwm工作狀態，其等效電路如圖3(c)。

(4)開關模態4［t3,t4］

在t3時刻，q1、q2關斷，整流管vd5繼續導通，等效電路如圖3(d)。此時折算到原邊的負載電流io/k與勵磁電流im給兩個結電容cs1、cs2充電，同時箝位電容c1、c2通過二極管vd1、vd2放電。

(5)開關模態5［t4,t5］

在t4時刻，續流二極管vd6導通，勵磁電流im保持+im不變。變壓器漏感lk與結電容cs1、cs2和箝位電容c1、c2諧振工作，等效電路如圖3(e)。在這段時間里，漏感上所儲存的能量全部轉移到結電容和箝位電容上，并最終返回到電源uin中，做到了真正的無損耗。

(6)開關模態6［t5,t6］

在此開關模態中，勵磁電感lm與結電容cs1、cs2和箝位電容c1、c2諧振工作，勵磁電流從+im開始下降，結電容cs1、cs2上的電壓進一步上升，當其達到uin時，箝位電容c1、c2上的電壓為0，二極管vd1、vd2自然關斷，二極管vd3、vd4導通，等效電路如圖3(f)。

(7)開關模態7［t6,t7］

在此開關模態中，由于二極管vd3、vd4導通，結電容cs1、cs2上的電壓被箝位于uin，等效電路如圖3(g)。此時變壓器原邊電壓被箝位于反向uin，勵磁電流im線性下降。當勵磁電流im下降到0時，變壓器的磁芯被復位。

(8)開關模態8［t7,t8］

在此開關模態中，勵磁電感lm與結電容cs1、cs2諧振工作，等效電路如圖3(h)。勵磁電流im負向增長，結電容cs1、cs2上的電壓由uin下降。當其電壓下降到uin/2時，勵磁電流im達到負向的最大值-im，開關模態8結束。

(9)開關模態9［t8,t9］

在此開關模態中，結電容cs1、cs2上的電壓有進一步下降的趨勢，那么變壓器原邊電壓將會為正，同樣副邊電壓也變為正，使整流二極管vd5導通，等效電路如圖3(i)。變壓器的勵磁電流im保持-im不變。在t9時刻，開關管q1、q2開通，開始下一開關周期。

4 無損耗緩沖電路的性能分析

4.1 軟開關技術

當開關管工作在pwm方式時，就會產生開關損耗。因為開關管關斷時，開關管的電壓不是立即從零上升到電源電壓，而是有一個上升時間；同時它的電流也不是立即下降到零，也有一個下降時間。在這段時間里，電流和電壓有一個交疊區，產生損耗。開關損耗包括開通損耗和關斷損耗，本文只討論關斷損耗。

傳統的雙管正激式變換器，其開關管是工作在硬開關方式，產生的開關損耗很大。因為硬開關在關斷時，電壓上升的時間dt1主要取決于開關管的結電容。

開關管的結電容cs1一般都很小。由式(1)可知，cs1很小時，dt1也很小，因而dv/dt1很大，電流和電壓的交疊區也就會很大，如圖4(a)，從而產生很大的開關損耗。

加了rc或rcd緩沖器的變換器以及具有無損耗緩沖電路的變換器中，電壓上升的時間dt2就會受到箝位電容(c1=c2)的影響。

由于箝位電容c1的取值遠大于結電容cs1，由式(2)可知，dt2遠大于dt1，電流和電壓的交疊區就會減小，如圖4(b)，從而降低了開關損耗。

4.2 無損耗緩沖技術

加了rc或rcd緩沖器的變換器雖然能有效的降低dv/dt，從而降低開關損耗，但其箝位電容所吸收的能量最終被消耗在緩沖器自身的電阻上，降低變換器的效率。

具有無損耗緩沖電路的變換器，其箝位電容所吸收的能量最終被返回到電源系統中，緩沖器本身并沒有消耗能量。從能量轉換的過程來看：

在t4時刻，變壓器的漏感能量最大，為1/2lk(io/k)2。開關模態5中，漏感能量全部轉移至結電容和箝位電容中，其中轉移到結電容上的能量為：

t5時刻，變壓器的勵磁能量最大，為1/2lmim2。在開關模態6中，有一部分勵磁能量轉移到結電容和箝位電容中。其中轉移到結電容上的能量為：

t6時刻，勵磁能量為1/2lmim(t6)2。在開關模態7中，這部分勵磁能量全部轉移到電源系統中，因而箝位電容所吸收的總能量為：

由式(3)可以看出，e與開關頻率f成正比，這就是rc或rcd的雙管正激式變換器難以實現高頻化的原因。

5 實驗結果

具有無損耗緩沖電路的變換器與傳統的雙管正激式變換器及加了rc或 rcd的雙管正激式變換器相比，總損耗明顯減小，效率顯著提高。

圖5給出了輸入電壓uin為420 v、輸出電壓為55 v、輸出電流為50 a時，開關管q2上的電壓usc2的波形。從該圖可以看出：

(1)在開關管開通時，usc2迅速下降，而在開關管關斷時，usc2緩慢上升，使開關管工作在軟開關的條件下，有效地降低了開關損耗。

(2)開關管關斷時，開關管上沒有出現大的浪涌電壓，usc2被有效地箝位于uin，因而開關管上的電壓應力較小。實驗中選用的是電壓等級為500v的mosfet。由于mosfet的電壓等級越小，其通態電阻越小，這樣就有效地降低了開關管的通態損耗。

(3)在關斷的暫態過程中，電壓usc2有一個小的振蕩過程，這是因為整流二極管vd5反向恢復而產生的。文獻［4］對此進行了詳細的分析，本文不作討論。

6 結束語

經實驗驗證，這種無損耗緩沖的雙管正激式變換器能有效地降低開關管的開關損耗，并能將變壓器漏感所儲存的能量全部返回到輸入電源中，并且該電路能使變壓器的勵磁電流反向，從而大大的提高了變壓器磁芯的利用率，有利于提高效率，降低成本。該電路適用于大功率開關電源的dc-dc變換部分。