使用Onsemi源開關SiC JFET的反激變換器設計

作者：時間：2025-12-23 來源：

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一、引言

Onsemi碳化硅（SiC）JFET是一種高性能、常開啟型（normally-on）JFET晶體管，VDS-max范圍為650V到1700V。提供高開關頻率和低至4毫歐的超低導通電阻RDS (on)，所需芯片面積不到其他技術的一半。此外，低柵極電荷（Qg）得以進一步減少導通損耗和開關損耗。SiC JFET專為優化用于電源單元（PSU）和下游高壓DC-DC轉換，以應對未來AI數據中心機架的巨大功率需求。在電動汽車電池斷開單元的應用中，通過使用基于SiC JFET的固態開關來替代多個組件，可提高運行效率和安全性。此外，SiC JFET還支持部分儲能拓撲結構和固態斷路器（SSCB）。

快速開關寬帶隙（WBG）器件的出現顯著提高了多種電源轉換電路的功率密度，例如主動整流器、LLC諧振橋、相移全橋和雙主動橋等。這些電路構成了高效AC-DC和DC-DC階段的骨干，廣泛應用于汽車、太陽能逆變器和數據中心電源，尤其是在高電壓和功率密度是關鍵要求的情況下。除了高功率密度外，SiC在高電壓（HV）應用中也具有吸引力，例如能量存儲、太陽能逆變器和高電壓牽引。在這些應用中，直流電壓通常可以輕松超過800 V dc，交流電壓范圍可以從480 V ac到530 V ac。這種高功率和高電壓系統通常由使用較低電壓的電路進行控制。微處理器、通信協議、冷卻風扇和傳感器需要多種低電壓。生成這些電壓的一種常見方法是使用反激拓撲。高電壓輸入、中等功率的變換器在LED照明和激光電源等不同工業中也被廣泛使用。在這些應用中，通常需要從高電壓主側到低電壓副側的電氣隔離和高電壓降比。其隔離變壓器使反激變換器成為這些工業應用的良好候選者。

onsemi率先推出了基于SiC JFET的級聯FET，具有與Si MOSFET、IGBT以及SiC MOSFET的門驅動兼容性，基于5 V閾值電壓和20 V的寬門操作范圍。這些器件本質上具有非常快的開關速度。在本應用說明中，使用一個離散的1.7 kV SiC JFET與一個30 V Si MOSFET在級聯配置中作為反激電源中的主要功率開關。JFET不僅提供高電壓阻斷能力和效率，還通過雙重作為啟動電路的高電壓通流元件簡化了啟動電路。將提供反激變換器的設計程序。包含模擬結果以展示設計概念。

圖1. 使用JFET作為啟動電源的源開關反激變換器使用HV JFET的源開關反激變換器

圖1是本應用說明中實現的反激變換器的簡化原理圖。在此示例中，輸入電壓高達1000 V，生成調節后的12 V 60 W低電壓輸出。一個與低電壓MOSFET（LV MOS）級聯的JFET被用作主要開關。這個組合提供了低RDS(on)和快速開關。JFET的源連接到控制IC的V CC引腳以提供啟動電源。輔助繞組的輸出電壓（Vaux）在啟動后用于為控制IC供電。如果輸出電壓（Vout）落在控制IC的偏置電壓范圍內，并且不需要輸入輸出電氣隔離，則啟動后的偏置電源可以直接從輸出繞組獲取。啟動后，LV MOS的D-S電壓（Vds_LV）迅速充電，并保持在大約等于JFET門閾值的反向電壓（|Vjgs_th|）的水平。控制IC的供電電壓(VCC) 在此電壓下被調節，直到控制器開始驅動 LV MOS 的柵極。因此，為了成功啟動，|Vjgs_th| 需要高于啟動所需的最小 VCC。如果這個要求沒有滿足，可以在 JFET 柵極路徑中使用齊納二極管來提升 Vds_LV 并將啟動 VCC調節到更高的水平。在控制器開始切換后，輔助繞組電壓 Vaux 開始建立。當該電壓高于 Vds_LV 時，它與 VCC 進行或邏輯運算，并開始提供偏置電源。為了避免在啟動后從 JFET 源抽取偏置電源，Vaux 需要設計在高于 |Vjgs_th | 的水平，并留有一定的余量。在許多應用中，主輸出需要與初級側電氣隔離。在這些情況下，必須在輸出電壓反饋路徑中使用光耦合器，或者應使用初級側調節。為了專注于功率階段設計，在此設計示例中使用了非隔離反饋回路，并采用逐周期峰值電流控制 (PCC)。在某些輸入/輸出工作條件下，反激式變換器可以設計為在不連續導通模式 (DCM)、臨界導通模式 (CrM) 或連續導通模式 (CM) 下工作。通常的做法是在所需的工作條件下為最佳操作設計 CrM 模式的變換器。在本應用說明中，當變換器完全加載且輸入電壓處于其額定范圍的下限時，變換器設計為在 CrM 下工作。當在更高的輸入電壓和/或較輕的負載下運行時，它進入 DCM 模式，并在較低輸入電壓和滿載下運行時進入 CM 模式。

二、功率階段設計

步驟 1. 確定 CrM 模式下的開關頻率 (FSW) 和占空比 (DCrM)

一般來說，開關頻率由設計的尺寸和效率要求決定。頻率越高，被動元件的尺寸越小，因此一般成本也越低。另一方面，更高的 F SW 會增加開關器件和磁性元件的功率損耗。因此，雖然對該參數的決定在某種程度上是任意的，但需要根據設計約束進行折中。中低功率反激式變換器通常在幾百千赫茲的范圍內切換。在競爭設計要求的緊約束下，可能需要進行幾次設計迭代來選擇該參數。選擇 CrM 的占空比的主要考慮因素是每個開關周期中的能量傳輸平衡。由于初級感應能量在開啟周期中積累并在關閉周期中釋放，因此在 CrM 操作中使用 0.5 的平衡占空比是合理的。

步驟 2. 確定最大初級電感

最大 Lpri可以通過將方程 1 應用于額定最小電壓 (Vin_nom_min) 的 CrM 操作來找到：

其中 Po 是總輸出功率，η 是假定的效率，Ipp1 是初級峰峰電流，Lpri 是反激變壓器初級繞組電感，FSW 是開關頻率。最大 Lpri 可以從方程 1 中找到：

當 Lpri 小于或等于從方程 2 計算得出的值時，變換器在滿載和輸入電壓高達 Vin_nom_min 時以 CM 或 CrM 工作，在其他工作條件下以 DCM 工作。

步驟 3. 確定最大變壓器匝比

忽略輸出整流二極管和電阻元件中的電壓損耗，CrM 下的輸入輸出電壓調節可以用方程 3 表示。

其中 Nps 是從初級繞組到主輸出繞組的變壓器匝比。

步驟 4. 查找主元件選擇的電流和電壓

當變換器在 CM 或 CrM 模式下工作時，可以使用以下方程計算初級電流。開啟周期內的平均輸入電流：

峰峰電流：

初級峰值電流：

相應的初級 RMS 電流：

當在 CrM 工作時，占空比 D 為 0.5，而在 CM 模式下工作時通過以下方程計算。

次級電流可以通過將主電流反射到次級側來計算：

施加到功率開關上的最大電壓應力發生在直流輸入電壓達到最大水平時。

在開關瞬態期間，開啟電流尖峰也需要仔細評估，因為它是開啟開關損耗的主要貢獻因素。它還可能干擾控制器的峰值電流檢測。當尖峰持續時間大于控制器的前沿消隱（LEB）時間時，控制器將在主電流達到反饋回路設定的峰值水平之前關閉主開關。開啟電流尖峰的主要部分來自變壓器主繞組的寄生電容。這種電容需要在變壓器設計中最小化。吸收電容的充放電電流是此尖峰電流的另一個貢獻來源。因此，吸收器中的電容應保持在最低水平，不超過關閉 dv/dt 和電壓過沖控制所需的水平。低壓 MOS 與 JFET 級聯，使 JFET 開關并以與 JFET 相同的方式導通上述電流。其電流額定值需要滿足所有最壞情況要求。其電壓額定值需要高于 JFET 門閾值電壓，并留有顯著余量。通常使用 30 V MOSFET。在關斷瞬態期間，穩態 Vds_LV 僅略高于 JFET 門閾值電壓 |Vjgs_th |。但如果 JFET 關斷過慢，Vds_LV 可能會充電到高于低壓 MOS 的額定電壓的水平，并發生重復雪崩。為了避免這種重復雪崩，低壓 MOS 的關斷瞬態應設計得比 JFET 的關斷瞬態慢，通過適當調整兩個開關的門電阻來實現。否則，需要使用額定重復雪崩的低壓 MOS，或者可以在低壓 MOS 并聯添加一個適當額定的齊納二極管，以在關斷瞬態期間將 V ds_LV 限制在其雪崩電壓以下。

三、啟動電路和控制器設計

級聯開關的一個獨特優勢是簡化了轉換器的啟動電路。在典型的高壓啟動電路中，需要第二個高壓電路（通常是直接從高壓總線獲取電源的電阻串）來為控制器提供初始電源。這個高壓電路在轉換器啟動后繼續耗散功率。使用高壓 JFET 級聯配置，可以消除該啟動電路及相關的功率損耗。

onsemi 的 NCV12711 被用于控制該設計中的功率開關。它是一個峰值電流控制器（PCC），能夠進行逐周期電流限制。由于其跳過周期模式，輸出可以在非常輕負載條件下進行調節，且轉換器中的功率損耗最小。NCV12711 一旦其 VCC 達到 4 V 就開始切換。這低于大多數高壓 JFET 的閾值電壓。因此，轉換器可以在不使用齊納二極管的情況下啟動，而不需要在 JFET 門路徑中生成高于 |Vjgs_th | 的啟動 VCC。然而，4 V 的門電壓可能太低，無法驅動許多低壓 MOS。為了解決這個問題，可以使用 IC 的 UVLO 引腳來覆蓋這個最低 VCC，并確保控制器僅在其 VCC 達到高于 4 V（但仍低于 |Vjgs_th |）的水平時開始切換。這將在后面的仿真模型中演示。另一個考慮是控制器 VCC 引腳在開始切換之前的最大電流消耗。它需要小于 JFET 在 VCC 偏置到啟動水平時可以提供的電流。從該控制器 IC 的數據表中，開始切換的 ICC(max) 為 4 mA。為此應用選擇的 JFET 需要在 Vds_LV 通過其門閾值并完全關閉之前，至少提供這個電流。

四、阻尼器設計注意事項

由于反激變壓器不可避免的漏感以及功率回路中的寄生電感，通常需要在反激轉換器中使用阻尼器。傳統上，采用RCD阻尼器來捕獲并耗散變壓器初級繞組在關斷時漏感中的能量，同時在次級整流二極管兩端使用RC阻尼器來抑制開通時的電流振鈴。初級RCD阻尼器在鉗制由變壓器漏感引起的電壓尖峰方面是有效的。然而，一旦阻尼器中的電容被充電，它就不會改變主開關的關斷速率（dv/dt）。次級RC阻尼器有助于在初級開通周期內抑制電流振鈴。當變壓器的漏感較大時，將這個RC阻尼器放置在初級側，與變壓器繞組或RCD二極管并聯會更加有效。這種RC阻尼器會增加開通電流，從而增加開關損耗。因此，用于此阻尼器的電容需要最小化，僅足以抑制電流振鈴，并為主控制器IC的CS引腳提供干凈的電流上升信號。除了上述阻尼器外，還可能需要在級聯開關器件兩端直接放置另一個RC阻尼器。該器件RC阻尼器的目的是：

1. 控制Vds關斷過沖，

2. 抑制關斷瞬態后的Vds振鈴，

3. 降低Vds關斷dv/dt。

在高壓反激應用中，關斷電流通常較低。如果回路電感也最小化，那么這個器件RC阻尼器可能就不必要了。需要在設計實施后結合測試結果來做出決定。如果使用了這個器件阻尼器，RC參數需要仔細選擇，因為它會為主開關和電阻本身增加額外的開通損耗。可以參考CJFET用戶指南進行RC參數的初步選擇。

五、設計示例

示例反激轉換器的關鍵設計規格如下：

l Vin：標稱范圍200 V至800 V，工作范圍30 V至1000 V；

l Vout：12 V；

l Pout：60 W；

l Vo（Aux）：12 V；

l Paux：2 W。

選擇150 kHz的開關頻率和0.5的占空比，并假設在200 V輸入電壓下效率為95%，使用公式2計算得到最大初級電感為：Lpri = 0.95 × 2 × 0.52 × 200 /（60 + 2）× 150k = 511 μH（公式14）

使用公式3，計算從初級到主輸出的最大匝比為：Nps = 0.5 × 200 /（1 + 0.5）× 12 = 16.7（公式15）

為了避免輔助繞組出現非整數匝數，在本設計中選擇整數16。變壓器的匝比為：Npri：Nsec：Naux = 16：1：1（公式16）

輸出和輔助繞組的磁化電感為：Lsec = Laux = 511 / 162 = 2 μH（公式17）

當功率開關關斷時，其承受的最大電壓應力為：Vds_max = 1000 + 16 × 12 = 1192 V（公式18）

根據公式4至7，計算在200 V輸入電壓和滿載時，轉換器工作在臨界連續模式（CrM）下的初級電流為：

Iavg1（on）（200Vin）= 0.66 A；

Ipp1（200Vin）= 1.28 A；

Ipk1（200Vin）= 1.31 A；

Irms1（200Vin）= 0.54 A。

次級電流為：

Iavg2（off）（200Vin）= 10.56 A；

Ipp2（200Vin）= 20.48 A；

Ipk2（200Vin）= 20.38 A；

Irms1（200Vin）= 8.55 A。

由于較低的輸入電壓會導致電流更高，因此還需要計算在最低輸入電壓下的電流，作為最壞情況。使用公式8，當輸入電壓最低為30 V時，占空比為：

D30Vin = 0.87

電流為：

Iavg1（on）（30Vin）= 2.47 A；

Ipp1（30Vin）= 0.34 A；

Ipk1（30Vin）= 2.64 A；

Irms1（30Vin）= 2.30 A。

次級電流為：

Iavg2（off）（30Vin）= 39.5 A；

Ipp2（30Vin）= 5.28 A；

Ipk2（30Vin）= 42.14 A；

Irms1（30Vin）= 14.52 A。

這些計算結果證實，在輸入電壓極低（30 V）且滿載時，電流應力最大。計算得到功率開關兩端的最大VDS為1192 V。加上20%的裕度，應使用至少1430 V的開關器件。計算得到的RMS漏極電流為2.3 A，重復電流尖峰為2.64 A。這個電流峰值是被感應到的最大值。

控制器 CS 引腳并用于確定關閉開關的時間瞬間。在實際電路中，開啟瞬態尖峰可能會高得多，需要通過測試進行檢查。控制器 NCV12711 的靜態電流約為 4 mA。考慮到啟動電路中的電流泄漏，JFET 提供的啟動電流需要大于 5 mA。基于上述計算，onsemi 的 1700 V/6.8 A JFET UF3N170400B7S 非常適合此應用。其 V jgs_th 約為 9 V。它可以在整個工作溫度范圍內在此柵電壓下提供啟動電流，如圖 2 所示。留出一些 V jgs_th 變化的余量，并將控制器 UVLO 電壓設計為 7.0 V，轉換器可以通過此 JFET 源電壓啟動。onsemi 的 30 V MOSFET NTMD4N03R2 用于仿真中的 LV MOSFET。根據圖 3 中顯示的柵電阻值，V ds_LV 遠低于 30 V，并且在下一節的仿真中未觀察到重復的雪崩現象。此示例反激轉換器的完整原理圖及組件值如圖 3 所示，這也是用于獲得下一節仿真結果的仿真模型。在仿真模型中，Cxpri、L4 和 L5 是仿真的寄生元件。它們在不同的電路板和變壓器設計中具有不同的值。為了縮短仿真時間，輸出中使用了相對較小的濾波電容。在實際應用中，根據輸出紋波要求，它們可能需要更大。

圖 2. UF3N170400B7S 漏電流與柵源電壓曲線

圖 3. 使用級聯 JFET 作為主開關的反激轉換器仿真模型。

六、模擬結果

模擬的關鍵波形對于三個輸入電壓，200 V、400 V 和 1000 V，在本節中給出。對于每個輸入電壓，使用電流源負載來演示負載階躍瞬態和不同負載條件下的穩態行為。

圖 4. 輸入電壓設置為 200 V 的模擬波形

圖 4 顯示了輸入電壓設置為名義最小值 200 V 的完整瞬態仿真運行的波形。V(lvd) 和 V(aux) 曲線可用于演示兩個電源之間的啟動偏置功率共享：JFET 電源和變壓器輔助繞組。在開關開始之前，V(lvd)（粉色曲線）高于 V(aux)（藍色曲線），JFET 電源提供啟動偏置功率。在大約 0.6 毫秒時，軟啟動過程尚未完成，但輸出過壓保護啟動并停止開關，直到 Vout 降低到再次開始開關的點。輸入電壓為 200 V 時的輕負載操作如圖 6 所示，輸出電流設置為 1 A。波形顯示了 DCM 模式下典型的反激操作。全負載操作如圖 7 所示，輸出設置為 5 A。這是設計的 CrM 操作。